簡 銓， 肖清泉， 阮 昊， 霍建龍

（1 貴州大學 大數(shù)據(jù)與信息工程學院，貴陽 550025； 2 上海聚跡科技有限公司，上海 200072）

0 引 言

電源管理芯片現(xiàn)已應用在各種領(lǐng)域場景中，諸如通信、汽車、電子設(shè)備、家用機器人等等，且對電源芯片的要求也都不低。 研究中考慮到LDO 具有成本低、功耗低、噪聲低等特點，目前在各領(lǐng)域應用中也受到了廣泛關(guān)注與認可。 而在家用機器人系列的掃地機器人研發(fā)中，則既要能掃地、也可拖地，所以就需要電源電壓具有更高精度和更低功耗，擁有大負載驅(qū)動能力，這就使得掃地機器人要在不同范圍的電源下都能工作，實現(xiàn)產(chǎn)品的多功能。 設(shè)計中采用雙極電路來提高誤差放大器增益，并且減小了放大電路的級數(shù)，進一步減小了面積。 同時針對帶隙基準電路進行了改進，采用無放大器的結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)。 基于華虹0.18 μm工藝，設(shè)計了一個寬輸入電壓8 ～40 V，高電源抑制比，寬工作溫度范圍，且能驅(qū)動負載100 mA 的LDO 電路。

1 LDO 原理

這里，給出了LDO 的基本結(jié)構(gòu)如圖1 所示。 一般具有基準源、誤差放大器、功率管、電阻分壓模塊。LDO 的設(shè)計原理是:初期隨著輸入電壓的升高，誤差放大器進入工作狀態(tài)，功率管輸出電流在R1和R2之間產(chǎn)生一個分壓與基準電壓差分輸入。 當輸入端電壓變大時，流過電阻的電流增大，R2的電壓增大，誤差放大器的輸入差變小，輸出電壓減小，功率管流過的電流變小，從而使VREG電壓保持不變，輸出一個穩(wěn)定的電壓。 一般來說，功率管的尺寸都比較大，而且是要驅(qū)動大負載的，所以為了減小寄生電容的影響，并使電路具有快速的響應，都會在功率管前加一個Buffer 來進行解決。 輸出電壓的計算公式為:

圖1 LDO 原理圖Fig． 1 LDO schematic

根據(jù)式（1）可知，可以通過修改R1和R2的比值來改變輸出電壓值。

1．1 帶隙基準

通常情況下，帶隙基準電路設(shè)計就是將正溫度系數(shù)電壓與一個負溫度系數(shù)電壓相加來得到一個零溫度系數(shù)的基準電壓。 具體如圖2 所示。

圖2 傳統(tǒng)帶隙基準Fig． 2 Traditional bandgap reference

因為二極管的VBE具有負溫度相關(guān)系數(shù)，根據(jù)二極管的電流公式，可推得:

其中，IS表示反向飽和電流，并且存在IS∝μkT；μ表示少數(shù)載流子遷移率，且正比于μ Tm；m一般為-3／2；ni表示Si 的本征載流子濃度，存在正比于T3exp［（ -Eg／（kT）］；Eg為Si 的帶隙能量［1］，大約1.112 eV；b為一個比例系數(shù)；VT ＝KT／q。 所以VBE為一個負溫度系數(shù)的電壓，存在一個正溫度的電壓加上VBE，就可以得到零溫度系數(shù)、即與溫度無關(guān)的電壓。

傳統(tǒng)電路電源抑制比（PSRR） 較差，由于結(jié)構(gòu)的不對稱和工藝的因素會導致運放兩端的電壓不相等，這就會形成失調(diào)電壓。 傳統(tǒng)電路采用放大器實現(xiàn)，對于在高壓中文獻［2］的帶隙基準電源電路采用了兩級電路，分別在第一級產(chǎn)生了粗基準電壓和第二級的電壓。 但這無疑遠遠增大了芯片面積，在實際工程中因成本太高、不宜采用。 針對此問題，本文設(shè)計了一個無放大器、不需額外偏置電路的帶隙基準電路來減小芯片面積。 如圖3 所示。

圖3 基準電路Fig． 3 Reference circuit

相對于傳統(tǒng)基準電路，本文設(shè)計的基準電壓并采用無放大器電路。 具體是由Q1、Q2和R1、R2、R3、及緩沖電路（Buffer） 組成來減小芯片的面積。 其中，流過電阻R3的電流可以表示為:

由式（2）可知:

只要通過改變2 個晶體管的個數(shù)比（1 ∶m），就可以使得2 個電壓差與溫度成正比。 由此可以把式（5）寫成:

所以電路的基準電壓表達式為:

1．2 電路設(shè)計與改進

研究可知，通過調(diào)整R1和R3的值可以改變VREF值，電阻R2可以起到電路匹配和電壓微調(diào)的作用，Q4和Q3一起組成了電路的反饋。 當VREF增大時，流過R1的電流隨之增大，R1兩端電壓也會相應增大，由于ΔVBE是不變的，所以會導致Q1集電極的電壓升高。 當Q1的集電極電壓升高的同時，Q4的集電極電壓會降低，也就是Q的基極電壓也降低，會使得流過R1的電流下降、電壓也隨即就會下降，使得VREF電壓不變。 具體電路如圖4 所示。

圖4 本文帶隙基準電路Fig． 4 The bandgap reference circuit in this article

因為簡并點的存在，電路會存在2 種狀態(tài)。 一種是正常工作狀態(tài)，而另一種是各種設(shè)計用管正常導通，但沒電流流過。 為了避免第二種情況發(fā)生，需要啟動電路使其正常工作。 PMOS 管M1作為啟動電路的開關(guān)，上電初期M1導通，Q13集電極隨著電壓升高而升高，M5的柵壓也會隨著M1的導通而逐漸上升，Q9、Q10、Q11，Q12也相繼導通。 此時，會把M5的柵端電壓鉗位在4VBE ＋VGS上，并會給Q3提供偏置，使Q3導通，電路工作。 電阻R7、R8、R9、Q18為電路提供偏置，同時與Q16、Q17、Q19和R6組成一個反饋，不僅能夠提供穩(wěn)定的偏置，還起到了對基準的反饋作用。Q16處于微導通，當基準電壓變化時會由組成的差分電路來實現(xiàn)電壓的反饋作用，也就是電路有2 個反饋電路來保證電壓的穩(wěn)定。 因為在高壓，研究時為了保護器件和電路的正常工作，在M4和M5柵端和源端會有一個反向二極管，當兩端電壓過高時會把電壓差鉗位到0.7 V。 不至于把器件損壞。Q1、Q2、R1、R2、R3為基準電路，Q3、Q4、Q5組成反饋電路。

圖5 為本文的LDO 電路，因為想在高壓環(huán)境下實現(xiàn)寬輸入，會使用高壓管，通過高壓管來轉(zhuǎn)化電壓，實現(xiàn)高壓轉(zhuǎn)低壓。 高壓管往往面積比較大，所以在基準電路中不選用放大器，也不采取額外的偏置電路，而是采用自偏置電路來破解高壓管帶來的面積大的問題。 本文的LDO，首先有2 個啟動電路。第一個使帶隙基準電路工作，并且第二個啟動電路會由帶隙基準電路工作狀態(tài)所決定，當基準電路正常工作時，啟動電路2 也正常工作，2 個具有一致性。 也就是，圖5 中Q23控制著LDO 啟動，當帶隙基準電路工作時，Q5正常工作會在集電極產(chǎn)生電壓使Q23導通，導通后通過電阻R9和R10分壓后使M9、M10導通。M9導通后，將在R11上產(chǎn)生偏置電流I1，并可由如下公式計算其值:

M7、M8和M9組成電流鏡，復制I1電流給放大器提供偏置。 放大器采用雙極差分電路，因為三極管相對于MOS 有較高的gm和匹配性。 為了提高增援可以選擇有源負載來提高增益，并轉(zhuǎn)化為單端輸出［2］。 輸出端接一個跟隨器，因為跟隨器具有高輸入阻抗／低輸出阻抗的特點，能夠提高功率管的驅(qū)動能力、及優(yōu)化瞬態(tài)響應時間［3］。 瞬態(tài)響應在量化時會涉及過沖電壓和響應時間這2 個性能指標，可以分別用式（10）和（11）進行描述［3-4］:

其中，ΔVOUT為過沖電壓，表示當負載變化時，基準的變化量；ΔIload表示負載變化量；t表示響應時間；BW表示環(huán)路帶寬；Ip為功率管的驅(qū)動電流。由此可以增大帶寬、驅(qū)動電流和電容來降低響應時間。 但是電容一般會很大，所以要適當選擇電容。這樣一來，電路的瞬態(tài)響應特性就會得到改善。

2 仿真

基準電壓如圖6 所示。 由圖6 可知，當電源電壓上升到6.0 V 左右，基準電路開始工作并且穩(wěn)定在1.23 V。 隨著電源電壓的升高，輸出電壓也隨之升高，在8 V 左右，LDO 開始工作，且輸出電壓不再隨電壓波動而發(fā)生改變。 說明整個電路已處于正常工作狀態(tài)。 在8～40 V 區(qū)間內(nèi)LDO 處于正常工作范圍，說明有較寬范圍的輸入電壓。

溫度系數(shù)如圖7 所示。 由圖7 可看到，隨著溫度從-50 ℃～165 ℃的上升，基準電壓基本保持在1.23 V左右，最高為1.236 V，最低達到1.233 V，有10 ppm／℃的溫度系數(shù)，同時，輸出電壓最高變化了8.34 mV，最低3.82 mV，隨溫度變化也不大，受溫度影響都較小。 仿真表明電路具有良好的溫度系數(shù)，所以該電路在較低和較高溫度下也能正常工作。

圖7 溫度系數(shù)Fig． 7 Temperature coefficient

線性調(diào)整如圖8 所示。 由圖8 可知，在負載分別為輕載0 mA 和重載100 mA 情況下，電源電壓從9～45 V 的變化過程中，電壓基本保持在5.03 V左右；在輸入電壓有26 V 的變化時，電壓能保持穩(wěn)定，在重載情況下線性調(diào)整達到54 uV／V，具有良好的線性調(diào)整率。

圖8 線性調(diào)整Fig． 8 Linear adjustment

負載調(diào)整如圖9 所示。 由圖9 可知，在電源電壓為30 V 時，負載從0 mA 到100 mA 變化情況下，電壓也只有1.23 mV 變化，線性調(diào)整率已然達到了12.50 uV／mA，符合設(shè)計標準。

圖9 負載調(diào)整Fig． 9 Load adjustment

瞬態(tài)線性調(diào)整如圖10 展示。 由圖10 可知，在電源電壓有3 us 瞬間變化，負載為100 mA 時，仿真得到上沖電壓為91.49 mV，下沖電壓為118.22 mV，恢復時間都5.0 us，具有較低的瞬態(tài)變化電壓和快速恢復時間。 說明對于電壓的瞬間變化，負載也能快速響應和恢復，并且穩(wěn)定下來，符合設(shè)計要求。

圖10 瞬態(tài)線性調(diào)整Fig． 10 Transient linear adjustment

瞬態(tài)負載調(diào)整如圖11 所示。 由圖11 可知，在電源電壓為30 V 時，給負載一個方波信號，分析瞬態(tài)響應，仿真得到在3 us 變化內(nèi)，上沖電壓、下沖電壓分別到達83.17 mV 和75.95 m V，恢復時間也只有6 us左右，符合設(shè)計要求。

圖11 瞬態(tài)負載調(diào)整Fig． 11 Transient load adjustment

分別在0 mA 和100 mA 負載下進行環(huán)路增益仿真，如圖12 所示。 從圖12（a）和（b）可以得到，電路具有94 dB 的電源抑制比；在低頻時、輕載下，有60 dB的增益，2 種負載下都有82°的相位裕度。

圖12 電源抑制比和環(huán)路增益Fig． 12 Power supply rejection ratio and loop gain

本文針對其它文獻的研究仿真進行比較，結(jié)果見表1。 由表1 可知，在輸出為5 V 的情況下，本文的輸入電壓寬、線性調(diào)整率和負載調(diào)整率均優(yōu)于文獻［5］和文獻［8］，輸出電流稍遜于兩者，啟動電壓稍高，符合設(shè)計要求。 綜合比較后可知，本電路負載調(diào)整率和線性調(diào)整率都很高。 在負載和電壓快速變化的情況下能快速恢復，輸出正常電壓。

表1 與其他文獻的LDO 相比Tab． 1 Compared with LDOs from other literature

3 結(jié)束語

本文設(shè)計了基于華虹0.18 um BCD 工藝，高壓、寬范圍輸入的LDO 電路，在大負載下其線性調(diào)整率和負載調(diào)整率分別達到54 uV／V、12.5 μV／mA，并且在電源和負載瞬態(tài)變化時，負載都有6 μs 的快速恢復時間。 在對溫度進行仿真時，也表明該芯片能在-50 ℃～165 ℃的環(huán)境下正常工作，輸入電壓在8～40 V，能驅(qū)動最大負載100 mA，靜態(tài)電流小于200 uA，同時能穩(wěn)定輸出5 V 電壓。 因此該芯片可用于電機驅(qū)動芯片當中。