DOI：10.19912/j.0254-0096.tynxb.2021-1076 文章編號：0254-0096（2023）02-0427-09

摘 要：首先提出一種中頻隔離型光伏±35 kV/500 kW直流變流器，該直流變流器由三相T型三電平并聯(lián)中頻逆變器模組、中頻400 Hz/24脈波移相升壓變壓器、三相二極管整流橋以及高壓濾波電路組成，該變流器具有升壓比高、結(jié)構(gòu)簡單、成本低的優(yōu)勢；其次，為了實現(xiàn)逆變器并聯(lián)模組有功、無功功率的實時均分，采用一種瞬時功率均分的功率主從控制方案；接著，提出一種基于中頻變壓器無功補(bǔ)償?shù)母倪M(jìn)型LCL濾波器參數(shù)設(shè)計方法以提高變流器的效率。最后，通過Matlab/Simulink仿真以及張北國家大型風(fēng)電并網(wǎng)系統(tǒng)研發(fā)（實驗）中心建設(shè)的光伏發(fā)電中壓直流匯集現(xiàn)場示范工程，對所提直流變流器的設(shè)計理念和控制方法進(jìn)行驗證，現(xiàn)場并網(wǎng)實測最大效率為96.33%，升壓比高達(dá)88，輸出電壓±35 kV，仿真和實驗結(jié)果證明了所提直流變流器的可行性。

關(guān)鍵詞：光伏發(fā)電；直流變流器；中頻隔離；主從控制；高升壓比；LCL濾波器設(shè)計

中圖分類號：TM46 " " 文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

0 引 言

隨著全球范圍內(nèi)新能源發(fā)電裝機(jī)容量的不斷增長，新能源發(fā)電的匯集和傳輸技術(shù)也備受矚目。直流匯集方式相比于傳統(tǒng)的交流匯集方式，減小了電能變換環(huán)節(jié)，降低了遠(yuǎn)距離傳輸損耗，且同電壓等級下傳輸能力更強(qiáng)，是實現(xiàn)碳達(dá)峰、碳中和的有效途徑之一；另一方面，直流匯集方式無無功和同步等問題，穩(wěn)定性高。隨著電力電子和直流輸電技術(shù)的迅猛發(fā)展以及直流負(fù)荷的廣泛應(yīng)用［1-2］等，對中壓直流配電網(wǎng)的研究也提出了迫切的需求。

在中壓直流配電網(wǎng)中，需采用基于電力電子技術(shù)的直流變壓器實現(xiàn)不同電壓等級母線的連接和功率交換。傳統(tǒng)的斬波型DC-DC變換器損耗較高，且應(yīng)用于中高壓直流配電場合需采用多個開關(guān)串聯(lián)技術(shù)，存在動態(tài)均壓問題，控制復(fù)雜且難以實現(xiàn)寬增益范圍內(nèi)的電壓變換，傳統(tǒng)的多電平技術(shù)可提高電壓等級，但所需元器件與電平數(shù)的平方成正比，結(jié)構(gòu)復(fù)雜，難以實現(xiàn)，因而這些變換器多適用于低壓直流電網(wǎng)場合。為了適用于高電壓大功率直流匯集及傳輸場合，文獻(xiàn)［3-6］給出將傳統(tǒng)隔離型DC-DC變換器經(jīng)過模塊化串并聯(lián)組合成適用于中壓系統(tǒng)的直流變壓器裝置，子模塊的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)主要有雙向半橋、諧振型［3-4］以及雙有源橋（dual active bridge，DAB）［5-6］，并對各種結(jié)構(gòu)做了比較分析［7］。模塊化多電平換流器（modular multilevel converter，MMC）以其易于擴(kuò)展的模塊化優(yōu)勢，可有效實現(xiàn)高電壓等級的功率變換［7-14］。文獻(xiàn)［7］分析了基于MMC電流源運行的隔離型直流變壓器裝置，為省去變壓器裝置，文獻(xiàn)［11，13-14］給出了基于MMC的自耦式直流變壓器，文獻(xiàn)［11］給出一種新型自耦式模塊化直流變壓器；文獻(xiàn)［12］給出基于MMC的多端口直流變壓器?；贛MC的直流變壓器易實現(xiàn)大功率、高升壓比等目標(biāo)，避免了器件的串并聯(lián)，且通過合理的控制方式可降低損耗，因而在海上直流風(fēng)電場及直流輸電等領(lǐng)域具有廣闊的應(yīng)用前景?；贛MC的直流變壓器需成百上千個模塊串并聯(lián)組合，需在模塊間均流均壓。

針對風(fēng)力發(fā)電、光伏發(fā)電等新能源接入特定應(yīng)用場合，本文首先提出一種低成本、高效率、高升壓比的基于中頻逆變的功率單向流動直流變流器；其次，采用一種基于中頻逆變的瞬時功率均分的主從控制方案，實現(xiàn)多臺模塊化變換器的功率均分；接著，主要考慮到變壓器的無功消耗，提出基于無功補(bǔ)償?shù)母倪M(jìn)型LCL濾波器參數(shù)設(shè)計方法，提高了系統(tǒng)的效率和波形質(zhì)量；最后，基于張北國家大型風(fēng)電并網(wǎng)系統(tǒng)研發(fā)（實驗）中心建成的1.5 MW光伏直流升壓并網(wǎng)實證平臺進(jìn)行工程實踐，實驗結(jié)果驗證了拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制方案的可行性。

1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖1為基于中頻隔離型光伏±35 kV/500 kW直流變流器的直流升壓并網(wǎng)系統(tǒng)。中頻隔離型光伏±35 kV/500 kW直流變流器如圖1中虛線框部分所示，500 kW光伏陣列經(jīng)最大功率點跟蹤（maximum power point tracking，MPPT）匯流箱后接入中頻隔離DC-DC變流器的輸入端正負(fù)直流母線，中頻DC-DC變流器輸出端接入中壓±35 kV直流電壓源換流器（voltage source converter，VSC），其中：逆變器1記為主逆變器，其他[n-1]臺逆變器記做從逆變器，主從逆變器均采用三相T型三電平結(jié)構(gòu)；[Cdc1i、Cdc2i]分別為逆變器[i]正負(fù)直流母線上、下電容；[L1i、C1i、C2i]和[Ri]分別為第[i]臺逆變器的橋臂側(cè)電感、前級濾波電容、后級濾波電容和阻尼電阻；[L2]為變壓器側(cè)輸出總濾波電感；[Tr]為400 Hz/24脈波移相升壓變壓器，[D1、D2、D3]和[D4]為三相不可控整流橋；[Ldc]為正直流母線側(cè)的濾波電感。其中[i=1，2，3，…，n]。

2 基于瞬時功率均分的主從控制策略

基于有功-電壓、無功-頻率的調(diào)頻控制在不增加硬件成本以及不影響系統(tǒng)的基波頻率情況下，可實現(xiàn)多并聯(lián)模塊傳輸相同或不同有功功率［15］，然而頻率的調(diào)節(jié)影響了系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)，同時也增加了控制算法的復(fù)雜度；傳統(tǒng)的基于電流主從控制算法［16］簡單、系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)較快，然而其功率均分效果依賴于鎖相環(huán)的控制精度［17］，在中頻系統(tǒng)中應(yīng)用存在困難。為此，本文采用一種基于瞬時功率均分的主從控制方案。

2.1 主逆變器控制策略

主逆變器采用直流電壓外環(huán)、橋臂側(cè)電感電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制結(jié)構(gòu)，其并建立電壓同步矢量，控制框圖如圖2所示。直流電壓指令與采樣低壓輸入側(cè)得到的直流母線電容電壓相減，經(jīng)PI控制得到主逆變器的有功電流指令，令主逆變器的無功電流指令值為0，有功、無功電流指令與橋臂側(cè)電感電流[dq]分量相減，經(jīng)PI控制得到主逆變器的調(diào)制信號。主逆變器實時計算其瞬時有功、無功功率，作為從逆變器功率外環(huán)的給定。lt;E：＼太陽能學(xué)報＼學(xué)報2023＼2023-02＼排版夾＼2021（1076）-2.epsgt;

2.2 從逆變器控制策略

從逆變器采用瞬時功率外環(huán)、橋臂側(cè)電感電流內(nèi)環(huán)的控制結(jié)構(gòu)，從逆變器以主逆變器產(chǎn)生的電壓矢量為電壓參考矢量，進(jìn)行鎖相，考慮到主機(jī)和從機(jī)建立參考矢量均需一個載波周期Ts，對鎖相環(huán)進(jìn)行延時補(bǔ)償，從逆變器控制框圖如圖3所示。從逆變器通過CAN通信總線接收到的主逆變器計算的瞬時有功和無功功率指令與從逆變器瞬時有功功率和無功功率分別相減，經(jīng)PI控制得到從逆變器的有功電流指令和無功電流指令，有功、無功電流指令與橋臂側(cè)電感電流[dq]分量相減，經(jīng)PI控制得到從逆變器的調(diào)制信號。

式中：[P?]、[Q?]——主逆變器通過CAN通信總線傳給從逆變器的有功、無功功率指令；[Pi、Qi]——從逆變器[i]的有功、無功功率。

3 基于無功功率補(bǔ)償?shù)臑V波器設(shè)計方法

根據(jù)第2節(jié)中采用的中頻主從控制策略，其中控制器參數(shù)參照文獻(xiàn)［18］進(jìn)行設(shè)計，由于中頻型光伏直流并網(wǎng)逆變器采用中頻逆變控制策略，不可避免地產(chǎn)生包括與開關(guān)頻率相關(guān)的諧波分量。逆變器產(chǎn)生的諧波會注入到中頻變壓器中，嚴(yán)重影響中頻逆變器和中頻變壓器的效率，另一方面，中頻變壓器勵磁電流和漏感會消耗一定的無功功率，進(jìn)一步降低系統(tǒng)效率。此外相比于L型濾波器，中頻逆變器的LCL濾波器仍不可避免地存在自身的缺陷，例如諧振問題。為了減少諧振，大量文獻(xiàn)對此進(jìn)行了研究，主要通過合理設(shè)計濾波器參數(shù)、無源阻尼或有源阻尼來抑制諧振［19］。綜合考慮諧波特性、變壓器無功勵磁特性以及諧振特性，中頻逆變器的臂側(cè)電感、濾波電容以及變壓器側(cè)電感的選取對系統(tǒng)的效率尤為重要。為綜合考慮諧波特性、變壓器無功消耗以及諧振抑制，本文提出一種基于無功功率補(bǔ)償?shù)腖CL參數(shù)設(shè)計方法。

為方便設(shè)計中頻逆變器的LCL濾波器參數(shù)（以主逆變器為例），采用如圖4所示結(jié)構(gòu)并做如下等效：

1）由于濾波器參數(shù)主要考慮諧波和無功功率等因素在設(shè)備之間的傳遞特性，因而不考慮共模回路并將兩路并聯(lián)電容合并為[C1=C11+C21]；

2）將變壓器側(cè)的總電感等比折算到單逆變器模塊中[L21=nL2]（[n]為逆變器數(shù)量），待設(shè)計完成可等比折算回原系統(tǒng)。

變流器基本電氣參數(shù)如表1所示。

在濾波器參數(shù)的設(shè)計過程中，為了方便后續(xù)參數(shù)的設(shè)計和歸一化處理，阻抗、電感以及電容的基準(zhǔn)值為：

3.1 橋臂側(cè)電感設(shè)計

變壓器側(cè)電感[L21]、濾波電容[C1]主要起到濾除開關(guān)頻率附近的高次諧波的作用，橋臂側(cè)電感的大小決定了電流紋波的抑制效果，三電平的最大電流紋波在[π4]［20］處取得，本文中選取最大電流紋波為相電流峰值的20%。

橋臂側(cè)電感為：

式中：[ΔIi]——最大電流紋波；[m]——交流輸出電壓與直流電壓的比值。

3.2 濾波電容設(shè)計

在光伏直流并網(wǎng)變流器裝置中，光伏組件發(fā)出的有功功率經(jīng)過直-交-直變換環(huán)節(jié)輸送到中壓直流電網(wǎng)，輸入光伏側(cè)和輸出中壓直流電網(wǎng)側(cè)不提供無功功率，而在其直-交-直變換環(huán)節(jié)的交流部分由于濾波器電感、變壓器勵磁以及漏感引起的變壓器換相重疊角等因素會在中間交流變換環(huán)節(jié)產(chǎn)生無功損耗，使得變流器和整個系統(tǒng)效率降低。為此，本節(jié)提出基于無功功率補(bǔ)償?shù)腖CL參數(shù)設(shè)計方法，通過設(shè)計LCL濾波器回路中的容抗來匹配系統(tǒng)中間交流變換環(huán)節(jié)的感抗，補(bǔ)償交流變換消耗的無功功率，從而減小系統(tǒng)中的無功損耗，提升系統(tǒng)效率。對于中頻逆變系統(tǒng)，其無功功率可表示為：

式中：[Q]——交流輸出側(cè)總的無功功率；[Qm]——中頻四繞組變壓器的勵磁產(chǎn)生的無功功率；[Qσ]——中頻四繞組變壓器漏感引起的換相重疊角產(chǎn)生的無功功率；[QL]——濾波電感產(chǎn)生的無功功率損耗。

若設(shè)計圖4中LCL濾波器的濾波電容C1的容抗?jié)M足式（5），則可減小系統(tǒng)中的無功損耗。

根據(jù)式（5），可給出濾波電容計算公式為：

3種無功功率的表達(dá)式為：

式中：[Lm]——中頻四繞組輸出升壓變壓器的勵磁電感；[γ]——換相重疊角，一般為15°～20°；[α]——觸發(fā)角，不控整流時觸發(fā)角[α=0°;][Vave]——400 Hz中頻四繞組輸出移相變壓器一次側(cè)線電壓的平均值；[Iave]——空載電流的平均值。

由實際400 Hz中頻四繞組變壓器的出廠報告近似得到[Vave=313.67]V，[Iave=2.26 A]，計算其空載勵磁無功損耗近似為[Qm≈1227.8 var，]并取值換相重疊角[γ=16°，][α=0°，][Qσ≈22500" var，][QL≈28500 var]。

結(jié)合式（4）～式（7），可計算出總濾波電容的理論值，根據(jù)實際電路中采用三角形連接的濾波電容、兩路電容回路以及電容制作工藝，最終選擇參數(shù)如表2所示。

3.3 變壓器側(cè)濾波電感設(shè)計

初步確定了直流變壓器的橋臂側(cè)電感以及濾波電容后，令根據(jù)無功功率補(bǔ)償算出的電容[C1]與電容基準(zhǔn)值之間的關(guān)系為[C1=xCbase]，變壓器側(cè)經(jīng)折算到單逆變器的電感[L21=λL11]，其中[λ]為變壓器側(cè)電感比例系數(shù)。

根據(jù)文獻(xiàn)［21］中開關(guān)頻率處諧波電流下等效的單相LCL濾波器分析方法，則逆變器橋臂側(cè)到變壓器側(cè)的電流諧波衰減為：

式中：[ω2LC=[L21C1]-1]；[ω2res=（L21+L11）ω2LC/L11]；[ω2sw=（2πfsw）2]；[IL11（nsw）]——逆變器橋臂側(cè)開關(guān)頻率處諧波電流；[IL21（nsw）]——變壓器側(cè)開關(guān)頻率處諧波電流。通過式（8）以及無功功率占系統(tǒng)功率的百分比可得電流衰減與變壓器側(cè)電感比例系數(shù)[λ]為：

式中：[c]——常數(shù)，[c=L11Cbaseω2sw]。

一般情況下設(shè)定逆變器橋臂側(cè)開關(guān)頻率處諧波電流與變壓器側(cè)諧波電流的比值為0.2，則通過式（9）可得到電流衰減與變壓器側(cè)電感比例系數(shù)[λ]，此時得到變壓器側(cè)電感參數(shù)，折算回原系統(tǒng)的電感參數(shù)[L2=L21/4]，實際參數(shù)根據(jù)現(xiàn)場調(diào)試進(jìn)行進(jìn)一步修正，具體參數(shù)見表2。

由表2中LCL濾波器參數(shù)，可通過諧振頻率的計算公式（如式（10））進(jìn)行初步檢驗是否滿足條件[fres≤0.5fsw]。

將計算得到的LCL濾波器參數(shù)代入式（10），得到[fres=2.63 kHz]，滿足諧振頻率的要求。

4 仿真與工程樣機(jī)實驗驗證

4.1 工程概況

在國家電網(wǎng)公司科技項目的支持下，在張北國家大型風(fēng)電并網(wǎng)系統(tǒng)研發(fā)（實驗）中心建成了1.5 MW光伏直流升壓并網(wǎng)實證平臺，其實證平臺現(xiàn)場鳥瞰圖如圖5所示，圖中箭頭所指裝置即為本文研制的中頻隔離型光伏±35 kV/500 kW直流變流器。

4.2 實驗工程樣機(jī)參數(shù)設(shè)計

為驗證本文所提方案的有效性與正確性，根據(jù)第3節(jié)的方法進(jìn)行工程樣機(jī)參數(shù)設(shè)計，參數(shù)如表2所示。

根據(jù)變流器參數(shù)以及圖1所示拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)搭建實驗樣機(jī)，圖6為中頻隔離型光伏±35 kV/500 kW直流變流器現(xiàn)場裝置。圖7為4組逆變器控制平臺，其采用的是DSP+CPLD的控制架構(gòu)。

4.3 仿真結(jié)果

為驗證所提控制策略的有效性，在Matlab/Simulink中搭建如圖1所示的仿真模型，并進(jìn)行仿真驗證，具體仿真參數(shù)如表2所示。

圖8為低壓直流側(cè)電壓和電流仿真波形，可見0.36 s時，最后一臺從逆變器并機(jī)完成，0～0.75 s為系統(tǒng)緩起時間，直流電壓由MPPT開路電壓850 V最終到達(dá)穩(wěn)態(tài)值819.5 V，直流電流最終穩(wěn)態(tài)值為612.3 A。

圖9為移相變壓器一、二次電流仿真波形圖。一次電流三相電流有效值分別為951.4、950.4、952.2 A，誤差約為額定值的3.6%，三相電流波形對稱，THD值分別為1.66%、1.82%、1.64%，因為移相變壓器二次側(cè)為四繞組輸出，二次側(cè)四繞組輸出三相電流有效值分別為5.492、5.467、5.475 A，5.455、5.503、5.468 A，5.501、5.489、5.503 A，5.480、5.485、5.475 A。

圖10為并聯(lián)逆變器主從有功和無功仿真波形。圖10a中[P1、P2、P3]和[P4]分別為主逆變器、從逆變器1、從逆變器2和從逆變器3的有功功率，圖10b中[Q1、Q2、Q3]和[Q4]分別為主逆變器、從逆變器1、從逆變器2和從逆變器3的無功功率?？煽闯觯峄谒矔r功率均分的主從控制策略實現(xiàn)了4臺逆變器的有功和無功有效均分，證明了基于無功補(bǔ)償?shù)臑V波器設(shè)計方法的有效性。

4.4 工程樣機(jī)實驗

為了驗證變流器拓?fù)湟约翱刂撇呗缘目尚行?，同時測試變流器的現(xiàn)場運行情況，在張北1.5 MW光伏直流升壓并網(wǎng)實證平臺進(jìn)行實驗驗證，系統(tǒng)實驗主要包括從機(jī)并機(jī)/切機(jī)并網(wǎng)實驗和穩(wěn)態(tài)并網(wǎng)實驗。

圖11為低壓直流側(cè)啟動電壓和電流波形，[t0]時刻一體化控保裝置下發(fā)啟動指令后，主機(jī)開始并網(wǎng)運行，直流側(cè)電壓由850 V穩(wěn)定在820 V，在[t1]時刻從機(jī)1、2、3開始依次并聯(lián)，待系統(tǒng)穩(wěn)定后，MPPT依次投入8路，輸入電流階躍增大，輸入電壓穩(wěn)定在820 V，啟動完成。圖12為低壓直流側(cè)電壓和電流穩(wěn)態(tài)波形，此時輸入直流電壓穩(wěn)定在820 V，輸入總電流為400 A，直流輸入功率為328 kW，電壓和電流波形穩(wěn)定，系統(tǒng)運行正常。實驗表明變流器動態(tài)性能快且工作穩(wěn)定，驗證了所提直流變流器拓?fù)涞目尚行浴?/p>

圖13為從機(jī)1并機(jī)低壓交流側(cè)電壓和電流暫態(tài)波形，[t1]時刻前主機(jī)穩(wěn)定運行，[t1]時刻從機(jī)并機(jī)，并聯(lián)系統(tǒng)約在60 ms恢復(fù)穩(wěn)定，主從機(jī)交流電流幅值、頻率、相位保持一致。圖14為直流輸入328 kW低壓交流側(cè)電壓和電流穩(wěn)態(tài)波形，此時四機(jī)并聯(lián)完成，隨著MPPT的接入，功率逐漸增至328 kW，此時交流電壓有效值為305 V，從機(jī)1、2、3的A相交流電流幅值、頻率、相位保持一致，有效值分別為148、147、149 A，電流均分效果良好，系統(tǒng)運行狀態(tài)良好。圖15為從機(jī)3切機(jī)低壓交流側(cè)電壓和電流暫態(tài)波形，一體化控保裝置下發(fā)停機(jī)指令，待其切機(jī)完成后，從機(jī)1和從機(jī)2電流在15 ms后恢復(fù)穩(wěn)態(tài)，動態(tài)響應(yīng)良好，且切機(jī)瞬間無尖峰電流。從實驗結(jié)果可看出，本文所提控制方法可較好地實現(xiàn)多臺逆變器的均壓均流，完成了多臺逆變器功率的有效均分，保證了直流變流器系統(tǒng)的可靠運行。

圖16為一體化控保后臺裝置數(shù)據(jù)，一體化控制保護(hù)裝置通過下發(fā)和接收指令來控制整個系統(tǒng)的正常啟停以及緊急情況下的停機(jī)，同時監(jiān)測整個系統(tǒng)的運行狀況。由圖16所示，此時系統(tǒng)正在運行，VSC僅接入中頻直流升壓變流器，輸出功率為236 kW，輸入功率為245 kW，在現(xiàn)場并網(wǎng)條件下，經(jīng)過多次測試，此時系統(tǒng)并網(wǎng)效率最高達(dá)到96.33%。

5 結(jié) 論

本文基于張北工程應(yīng)用的需求，提出直流變流器的拓?fù)浞桨?，研制了中頻隔離型光伏±35 kV/500 kW光伏直流變流器工程樣機(jī)，主要結(jié)論如下：

1）對中頻隔離型光伏±35 kV/500 kW光伏直流變流器以及控制策略進(jìn)行了Simulink仿真。仿真結(jié)果表明瞬時功率均分的主從控制方案以及基于無功補(bǔ)償?shù)臑V波器設(shè)計方法的有效性。

2）同時研制了中頻隔離型光伏±35 kV/500 kW光伏直流變流器工程樣機(jī)，在張北國家大型風(fēng)電并網(wǎng)系統(tǒng)研發(fā)（實驗）中心的光伏直流升壓并網(wǎng)實證平臺成功并網(wǎng)投運，動穩(wěn)態(tài)響應(yīng)良好，實現(xiàn)多臺模組的功率實時均分，在現(xiàn)場條件下，現(xiàn)場并網(wǎng)實測最大功率為328 kW，最大效率為96.33%，升壓比高達(dá)88，輸出電壓±35 kV，實驗結(jié)果與仿真結(jié)果的一致性很好，變流器滿足設(shè)計要求，且該變流器具有高升壓比、低成本、高效率等優(yōu)勢，研究成果為實現(xiàn)高效低成本化直流光伏電站提供了理論與實踐依據(jù)，具有較強(qiáng)的工程應(yīng)用價值。

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RESEARCH AND ENGINEERING APPLICATION OF INTERMEDIATE FREQUENCY ISOLATED PV ±35 kV/500 kW DC CONVERTER

Liu Fang，Wu Ziqun，Zhou Jianjian，Liu Shiquan，Wang Haodong

（School of Electric Engineering and Automation， Hefei University of Technology， Hefei 230009， China）

Abstract：This paper firstly proposes an intermediate frequency isolated photovoltaic ±35 kV/500 kW DC converter. The DC converter consists of a three-phase T-type three-level intermediate frequency parallel inverter module， an intermediate frequency 400 Hz 24-pulse phase-shift boosting transformer， a three-phase diode rectifier bridge and a high-voltage filter circuit. The converter has the advantages of high boost ratio， simple structure and low costs. Secondly，in order to realize the real-time equalization of the active and reactive power of the parallel module of the inverter，a master-slave power control scheme of instantaneous power equalization is adopted in this paper. Then， an improved LCL filter parameter design method based on reactive power compensation of intermediate frequency transformer is proposed to improve the efficiency of the system. Finally，through Matlab/Simulink simulation and the photovoltaic power generation medium-voltage DC collection field demonstration project built by Zhang Bei National Research and Development （Experiment） Center of Large Wind Power Grid Connected System， the control method and design concept of the proposed DC converter are verified. The maximum efficiency is 96.33% and the boost ratio is as high as 88. The output voltage is ±35 kV. Simulation and experimental results prove the feasibility of the proposed DC converter.

Keywords：PV power； DC converter； intermediate frequency isolation； master-slave control； high step-up ratio； LCL filter design