摘要： 在多路輸出電源系統(tǒng)的研究中，多路的設(shè)計一般是通過增加高頻變壓器繞組來實現(xiàn)，通常只能對主路輸出進(jìn)行反饋調(diào)節(jié)，輔路往往達(dá)不到調(diào)節(jié)效果，會產(chǎn)生交叉調(diào)整率的問題。采用UCC28C43控制芯片設(shè)計了一款5 V/2 A、12 V/1 A、15 V/0.5 A的三路輸出反激式開關(guān)電源，在輸出電壓發(fā)生改變時，通過調(diào)節(jié)PWM輸出保證電源的穩(wěn)定性。此外，為了改善負(fù)載的調(diào)整率，還對開關(guān)電源設(shè)計了零-極點(diǎn)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)和基于加權(quán)電壓反饋的雙閉環(huán)反饋回路。在二者的共同作用下，負(fù)載調(diào)整率有了顯著的改善。最后，運(yùn)用PSpice仿真軟件對開關(guān)電源的整體電路進(jìn)行了建模設(shè)計，驗證了本設(shè)計的正確性。

關(guān)鍵詞： 反激式開關(guān)電源；補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)；高頻變壓器；PSpice仿真；負(fù)載調(diào)整率；多路輸出

中圖分類號： TM13；TN86" " " " 文獻(xiàn)標(biāo)志碼： A

doi：10.3969/j.issn.2095-1248.2023.02.006

Design and simulation of multi-channel output flyback switching power supply

FENG Zhi-gang1， LYU Hong-wei1， XIAO Ling-jun 2， QI Yi-wen 1

（1. College of Automation， Shenyang Aerospace University， Shenyang 110136， China；

2. Beijing Aerospace Military Innovation Technology Co. ，Ltd， Beijing 100070， China）

Abstract：In the research of multi-channel power supply system，the design of multi-channel was generally realized by adding high-frequency transformer windings，but only the output of the main circuit could be adjusted by feedback usually.The auxiliary circuit often fails to achieve the adjustment effect，which will lead to the problem of cross adjustment rate.A three-channel flyback switching power supply with 5 V/2 A，12 V/1 A and 15 V/2 A was designed using UCC28C43 control chip.When the output voltage changes，the stability of the power supply was ensured by adjusting the PWM output. In addition，in order to improve the load regulation rate，a zero-pole compensation network and a double closed-loop feedback loop based on weighted voltage feedback were designed for the switching power supply.Under the joint action of them，the load regulation rate had been significantly improved.Finally，the whole circuit of switching power supply was modeled and designed by using PSpice simulation software to verify the correctness of this design.

Key words：flyback switching power supply；compensation network；high frequency transformer；PSpice simulation；load adjustment rate；multi-channel output

在工業(yè)自動化控制系統(tǒng)中，電源的穩(wěn)定是控制電路、檢測電路、安全回路等正常工作的重要保證。隨著電子產(chǎn)品不斷更新?lián)Q代，效率更高、功耗更低的高頻開關(guān)電源逐漸取代傳統(tǒng)的線性電源。開關(guān)電源是一種通過高頻變壓器將輸入與輸出進(jìn)行隔離的電源變換器，包括AC/DC電源變換器、DC/DC電源變換器［1］。開關(guān)電源通過控制開關(guān)的導(dǎo)通和截止時間來調(diào)節(jié)占空比，并通過閉環(huán)控制技術(shù)來實現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定。目前，國內(nèi)外很多研究主要集中在開關(guān)電源的工作過程和系統(tǒng)的優(yōu)化改進(jìn)上。文獻(xiàn)［2］根據(jù)二極管的穩(wěn)壓原理，用PSpice搭建了內(nèi)部電源電路，使電路可以在不同的高輸入電壓條件下穩(wěn)定輸出5 V電壓。文獻(xiàn)［3］設(shè)計了一款多路輸出的電源，對用來進(jìn)行高壓隔離的變壓器進(jìn)行了設(shè)計，采用了可以輸出多電平的變換器。文獻(xiàn)［4］通過用不同的頻率和電壓測試壓電陶瓷堆-質(zhì)量定位系統(tǒng)對不同輸入條件的響應(yīng)，觀察到定位系統(tǒng)的響應(yīng)隨著不同的輸入條件而變化，開發(fā)了一種開環(huán)補(bǔ)償器來補(bǔ)償這種變化，改善其動態(tài)響應(yīng)。文獻(xiàn)［5］提出了一種改善交叉調(diào)節(jié)和效率的三路輸出反激式變換器，通過輸出繞組進(jìn)行同步整流，消除了傳統(tǒng)二極管整流帶來的損耗，通過對實物的制作和測試，驗證了設(shè)計的可行性。

本文根據(jù)反激式變壓器［6］的特點(diǎn)，采用UCC28C43芯片設(shè)計了一款5V/2A、12V/1A、15V/2A的三路輸出的反激式開關(guān)電源，通過對環(huán)路補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)［7］的設(shè)計，以及利用加權(quán)電壓反饋控制的原理對5V、12V兩路輸出回路進(jìn)行了雙環(huán)控制的改進(jìn)，使輸出回路具有較低的負(fù)載調(diào)整率，并通過PSpice軟件對系統(tǒng)進(jìn)行建模仿真驗證。

1 開關(guān)電源系統(tǒng)理論

開關(guān)電源是一種可以升壓和降壓的電壓轉(zhuǎn)換電路［8］，開關(guān)電源的組成如圖1所示。

其工作原理是：220 V、 50 Hz的交流市電經(jīng)過整流橋整流和電容濾波后得到300 V的直流電，通過開關(guān)管和振蕩電路得到高頻率的脈沖電壓，再經(jīng)過高頻變壓器［9］耦合到次級，經(jīng)過高頻二極管和電容整流濾波輸出穩(wěn)定的直流電壓。開關(guān)電源輸出電壓的穩(wěn)定性通過激勵信號的占空比控制調(diào)節(jié)，而脈沖的占空比則通過開關(guān)電源的控制器控制調(diào)節(jié)?？刂破靼妷簠⒖己驼`差放大器，通過對輸出電壓的采樣和誤差比較，再將誤差信號送到控制芯片中，生成脈沖波形來驅(qū)動開關(guān)管的通斷，控制能量的傳輸，進(jìn)而維持電壓穩(wěn)定［10］。

開關(guān)電源的整個設(shè)計過程中，功率變換電路［11］是最重要的部分。因此在設(shè)計開關(guān)電源時，需要先確定電路的結(jié)構(gòu)，才能更好地選擇電路對應(yīng)的PWM控制器和整流濾波電路。本設(shè)計采用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是反激式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)［12］，其實質(zhì)是在降壓-升壓式變換器電路中用高頻變壓器代替電感隔離得到的，并加入了多個繞組，構(gòu)成多路輸出的反激式開關(guān)電源，如圖2所示。

在反激式變換器中，開關(guān)管導(dǎo)通時，高頻變壓器的兩端由輸入電壓Vin直接提供能量，進(jìn)行儲能工作，次級的整流二極管此時為截止?fàn)顟B(tài)。開關(guān)管截止時，此時的整流二極管為導(dǎo)通狀態(tài)，高頻變壓器之前存儲的能量由次級直接向輸出端釋放，為負(fù)載提供電能。反激式變換器的輸出極性由線圈和二極管決定，輸出電壓既可以大于輸入電壓，也可以小于輸入電壓，電壓大小受變壓器的原副邊匝數(shù)比［13］影響。

2 反激式多路輸出開關(guān)電源的電路設(shè)計

2.1 PWM芯片的選擇

本設(shè)計選用的UCC28C43芯片是高性能電流型的PWM控制芯片，是增強(qiáng)型BiCMOS版本，具有功耗更低和高效的優(yōu)點(diǎn)，工作溫度范圍為-40～105 ℃。UCC28C43芯片主要由誤差放大器、電流檢測比較器、欠壓鎖定電路、PWM鎖存器、振蕩器、5 V基準(zhǔn)電路［14］等多部分組成，其內(nèi)部功能框圖如圖3所示。

UCC28C43芯片的內(nèi)部有一個全補(bǔ)償誤差放大器。電源工作期間，輸出電壓的采樣和反饋通過分壓后接到誤差放大器的反向輸入引腳實現(xiàn)。誤差放大器的輸出引腳與環(huán)路補(bǔ)償相連。此外，誤差放大器的反饋電阻受輸出電流影響，一般取值10 kΩ以上。PWM鎖存器和電流檢測比較器的作用是使輸出端只有一個單脈沖。UCC28C43是峰值電流控制模式型的PWM芯片，電感峰值電流受誤差電壓信號影響。因此，在一個周期內(nèi)，開關(guān)管導(dǎo)通時芯片開始工作，當(dāng)電感峰值電流達(dá)到限定值時芯片停止工作。電感和開關(guān)管、取樣電阻相連，將感應(yīng)電流轉(zhuǎn)化為電壓，與誤差放大器內(nèi)部的基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較。UCC28C43芯片的欠電壓鎖定電路由兩個欠壓鎖定比較器組成，作用是使控制器正常工作。欠壓鎖定比較器有內(nèi)部滯后功能，能夠防止控制器產(chǎn)生錯誤動作，可以有效地保護(hù)電路工作。

2.2 芯片外圍電路

（1） 芯片啟動電路：芯片啟動電路是為UCC28C43芯片的正常工作提供啟動電壓的。啟動后UCC28C43芯片的工作電壓范圍為13.5～15.5 V，最大工作電流為3 mA。啟動時，IC從電源輸入端經(jīng)由啟動電阻獲取使其正常工作的電壓。芯片啟動后，+12 V的輔助繞組繼續(xù)為芯片提供工作電壓，VDD充電至UVLO-ON閾值后，UCC28C42開始消耗全部工作電流。

（2） 振蕩器與時鐘電路：UCC28C43的振蕩器支持1 MHz的工作頻率，該器件使用外部電阻來設(shè)置外部電容的充電電流，決定振蕩器頻率。

（3） 電流檢測電路：本設(shè)計中，電流檢測電路由原邊電流檢測電阻、濾波電阻和濾波電容組成。通常來說，直流感應(yīng)信號包含主功率開關(guān)管導(dǎo)通時的大幅度超前的邊緣尖峰和輸出整流器的反向恢復(fù)，還包括寄生電容的充電和放電。因此，濾波電阻和濾波電容構(gòu)成一個低通濾波器，提供抑制前沿尖峰的抗擾度。對于該轉(zhuǎn)換器，濾波電阻選擇1 kΩ，濾波電容選擇330 pF。RCS根據(jù)最大幅度設(shè)置變壓器初級中的最大峰值電流，RCS選擇0.5 Ω的電阻。

（4） 誤差放大器與反饋電壓電路：誤差放大器與反饋電壓電路的作用是將電路工作時的輸出電壓實時反饋給芯片，便于調(diào)節(jié)占空比，使輸出電壓穩(wěn)定，該電路主要與芯片的COMP引腳、FB引腳、VREF引腳及其內(nèi)部誤差放大器的功能有關(guān)。

2.3 高頻變壓器的設(shè)計

由設(shè)計指標(biāo)可知，變壓器初級側(cè)電壓vINmin=248 V，vINmax=373 V。根據(jù)AP法［15］選擇東磁的EE25-C01型號磁心，磁材選擇DMR95，此時磁心的有效截面積Ae=52 mm2。在計算變壓器匝比時，需要考慮mos管的壓降，一般留有90%～100%的降額，mos管的尖峰電壓一般為50～80 V。本設(shè)計可以選擇650 V的mos管作為主功率開關(guān)管，得出輸入電壓和12 V輸出電壓繞組的原副邊匝比如式（1）所示

N_ps=v_（N_ps ）/v_o =（v_DS-v_INmax-v_pk）/v_o ≈13 （1）

為了避免高峰值電流，本設(shè)計中的反激式轉(zhuǎn)換器以連續(xù)導(dǎo)通模式工作。確定N_ps后，根據(jù)伏秒平衡公式推導(dǎo)出反激占空比公式。當(dāng)輸入電壓時，占空比最大，此時的最大占空比如式（2）所示

D_（duty_max）=（v_o1 N_（ps_vo1））/（v_INmin+v_o1 N_（ps_vo1） ）≈0.385 （2）

輸入平均電流為

I_（in_avg_min）=P_in/v_INmax ≈0.099A （3）

反激有連續(xù)模式CCM及斷續(xù)模式DCM。首先，需要找出額定工作條件下，DCM向CCM轉(zhuǎn)化的電感的臨界感量值。原邊電流紋波如式（4）所示

?I_p=I_（in_avg）/D×2≈0.71 （4）

變壓器的原邊電感感量值為

Lp=LpBCM×1.3=

（v_（in_nom ）" （v_o1 N_（ps_vol））/（v_（in_nom ）+v_o1 Nps_vol）·1/f_s ）/（?I_p ）×1.3≈9.499×10-4 （5）

最大磁感應(yīng)強(qiáng)度B_max為0.195 T，因此，變壓器原邊繞組的匝數(shù)為

N_p=round（（L_p ?I_p）/（B_max A_e ））≈150 （6）

12 V輸出的匝數(shù)為

N_vo1=round（N_p/N_（ps_vo1） ）≈13 （7）

5 V輸出的匝數(shù)為

N_vo2=round（v_o2/v_o1" N_vo1 ）≈6 （8）

15 V輸出的匝數(shù)為

N_vo3=round（v_o3/v_o1" N_vo1 ）≈16 （9）

2.4 環(huán)路補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計

在設(shè)計開關(guān)電源時，為了使整個系統(tǒng)能夠獲得更好的性能指標(biāo)和較快的動態(tài)響應(yīng)速度，還需要引進(jìn)環(huán)路補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。開關(guān)電源常用的控制方式有電壓環(huán)控制和峰值電流控制等。本設(shè)計選擇峰值電流雙閉環(huán)控制的方法，由誤差放大器、光耦和TL431組成開關(guān)電源的環(huán)路補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，補(bǔ)償環(huán)路的設(shè)計包括選擇適當(dāng)?shù)脑?，使極點(diǎn)和零點(diǎn)在整個工作范圍內(nèi)產(chǎn)生穩(wěn)定的系統(tǒng)。

本設(shè)計采用PSpice軟件搭建反饋環(huán)路補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的仿真電路，求出其主功率的波特圖，再根據(jù)波特圖來設(shè)計滿足需求的環(huán)路。PSpice的仿真［16］環(huán)路數(shù)據(jù)如表1所示。

主功率的開環(huán)增益波特圖如圖4所示，相位波特圖如圖5所示。

一個具有穩(wěn)定環(huán)路和良好動態(tài)響應(yīng)的系統(tǒng)，相位裕量一般取45°，也就是傳遞函數(shù)的相移應(yīng)該小于135°，但是過大的相位裕量會使輸出電壓產(chǎn)生過阻尼現(xiàn)象。此外，對于穿越頻率f_c的設(shè)計，在小于開關(guān)頻率一半的條件下，取值越大越好。為了避免開關(guān)頻率對環(huán)路的影響，使輸出產(chǎn)生較大的開關(guān)紋波，穿越頻率的取值需遠(yuǎn)小于開關(guān)頻率的一半，通常取小于開關(guān)頻率的五分之一［17］。

從波特圖曲線中可以看出，主電路傳遞函數(shù)的穿越頻率為f_c=0.7×〖10〗^3" "kHz，相位裕量為89°，所以需要對補(bǔ)償器進(jìn)行設(shè)計。環(huán)路補(bǔ)償器［18］的電路原理圖如圖6所示。

補(bǔ)償器的傳遞函數(shù)如式（10）所示

G_type3 （s）=

k_p·[s/（（2π · f_z1 ） ）+1][s/（2π · f_z2 ）+1]/（[s/（（2π · f_p1 ） ）+1]" · [s/（（2π · f_p2 ） ）+1] ） （10）

通過調(diào)節(jié)PSpice仿真電路中補(bǔ)償器的各個參數(shù)值，觀察增益和相位波特圖［19］的變化。確定補(bǔ)償器參數(shù)的最佳取值，使整個電源系統(tǒng)能夠達(dá)到最佳穩(wěn)定狀態(tài)。其中，R109的值為47 kΩ，R124的值為1 kΩ，R122的值為12.3 kΩ，R101的值為4.7 kΩ，C119的值為100 nF，C101的值為10 nF，C102的值為100 pF。

由參數(shù)值可得，零點(diǎn)f_z1為

f_z1=1/（2πR101·C101）=3.386×〖10〗^3 （11）

零點(diǎn)f_z2為

f_z2=1/2π（R109+R124）C119=33.157 （12）

極點(diǎn)f_p1為

f_p1=1/2πR101（（C102·C101）/（C102+C101）） =1.592×〖10〗^5 （13）

極點(diǎn)f_p2為

f_p2=1/（2πR124·C119）=1.592×〖10〗^5 （14）

k_p的取值為

k_p=（f_z1 f_z2）/（f_p1 f_p2 ）" · （R109+R124）/（R109·R124·C102）=2.107×〖10〗^5 （15）

補(bǔ)償器的增益和相位波特圖如圖7所示。

增加補(bǔ)償器之后的電壓環(huán)路的增益和相位的波特圖如圖8所示。

從波特圖曲線中可以看出，主電路傳遞函數(shù)的穿越頻率為f_c=5.6×〖10〗^3 kHz，相位裕量為45°。因此，增加補(bǔ)償器之后的電壓環(huán)路符合設(shè)計要求，且穩(wěn)定性更好。

2.5 雙環(huán)控制回路的設(shè)計

在設(shè)計多路輸出開關(guān)電源時，不僅要考慮輸出電壓的穩(wěn)定性，負(fù)載的調(diào)整率問題也是極其重要的。多路輸出開關(guān)電源的變壓器具有多個反饋繞組，但通常只對其中一路輸出電壓進(jìn)行反饋，其余輸出電壓回路的精度相對較低。因此可以采用加權(quán)電壓反饋控制的多路輸出技術(shù)對反饋回路進(jìn)行改進(jìn)。加權(quán)電壓反饋控制是通過控制不同輸出電壓反饋回路對環(huán)路影響的反饋權(quán)重比來實現(xiàn)的。其目的是使其余支路輸出電壓回路能夠像主路輸出電壓回路一樣，共同控制PWM控制器，從而調(diào)節(jié)占空比。

為了提高輸出端的負(fù)載調(diào)整率［20］，本設(shè)計對5 V和12 V兩個反饋回路采用加權(quán)電壓反饋設(shè)計，實現(xiàn)5 V和12 V兩個反饋回路對系統(tǒng)電路的雙環(huán)控制。一般的多路輸出電源都是只有一個反饋網(wǎng)絡(luò)，也就是選擇輸出功率大的主路做閉環(huán)控制，而其他支路輸出是沒有環(huán)路控制的。所以主路的調(diào)整率會很好，而其他輸出的調(diào)整率一般情況下都比較差，那么其他的支路通常通過再加一級線性穩(wěn)壓電源提高調(diào)整率，這是最常規(guī)的做法。但是如果其他支路需要的電流也比較大，或者其他支路的功率和主路的輸出功率也相近的時候，用線性穩(wěn)壓電源的話，線性穩(wěn)壓電路損耗將會比較大，有可能帶來散熱的問題。所以使用雙環(huán)控制來解決這個問題，所謂的雙環(huán)控制就是同時控制兩個環(huán)路，支路也參與反饋環(huán)路的控制，就可以提高支路的調(diào)整率，不需要額外增加一個線性穩(wěn)壓電路。仿真電路中12 V和5 V的電路部分是共地的，如果要做成不共地的只需要加入隔離線性光耦即可實現(xiàn)。

5 V和12 V兩個反饋回路組成的雙環(huán)控制的反饋電路仿真電路圖如圖9所示。

通過引入R110、R125、C120網(wǎng)絡(luò)將5 V支路加入到反饋網(wǎng)絡(luò)中，電阻R109和R110控制著這兩路輸出對環(huán)路影響的權(quán)重，分配12 V和5 V的反饋權(quán)重。假定12 V輸出按照60%的權(quán)重，5 V輸出按照40%的反饋權(quán)重去分配，權(quán)重比例越高則電壓控制越精準(zhǔn)，負(fù)載調(diào)整率就會越好。如果權(quán)重為1，另外一路為0，那么就是權(quán)重為1的完全受環(huán)路控制，權(quán)重為0的完全不受控制，就變成了單環(huán)控制。如果想使某一反饋回路的負(fù)載調(diào)整率更低，可以提高這一回路的權(quán)重比例。

電阻R109的值為

R109= （12-2.5）/（0.6×2.5）×12.3=77.9 kΩ （16）

電阻R110的值為

R110= （5-2.5）/（0.4×2.5）×12.3=30.75 kΩ （17）

3 PSpice仿真結(jié)果分析

用PSpice軟件對多路輸出反激式開關(guān)電源進(jìn)行仿真驗證，其電路仿真圖如圖10所示。

當(dāng)一路權(quán)重為1，另外一路為0，即單環(huán)路控制反饋時，圖11為12 V滿載及5 V滿載的輸出電壓波形圖，圖12為12 V滿載及5 V空載的輸出電壓波形圖。

當(dāng)一路權(quán)重為0.6，另外一路為0.4，即雙環(huán)路控制反饋時，圖13為12 V滿載及5 V滿載的輸出電壓波形圖，圖14為12 V滿載及5 V空載的輸出電壓波形圖。

單環(huán)路反饋控制和雙環(huán)路反饋控制的數(shù)據(jù)分別如表2、表3所示。

從仿真結(jié)果上看，5 V輸出支路有了很大改善，特別是在兩路輸出都是滿載的情況下。通過計算得出，當(dāng)單環(huán)路反饋控制時，5 V輸出的負(fù)載調(diào)整率約為5.2%；當(dāng)雙環(huán)路反饋控制時，5 V輸出的負(fù)載調(diào)整率為3.9%。所以，引入加權(quán)反饋控制可以改善負(fù)載的調(diào)整率。

本設(shè)計中三路輸出反激式開關(guān)電源的各回路的輸出電壓波形如圖15所示。

電路開始仿真時，三路輸出的電壓有一個上升過程，上升時間大約為2.5 ms，最終三路輸出的電壓值分別穩(wěn)定在5 V、12 V、15 V，符合設(shè)計要求。

4 實物及測試

本文設(shè)計的多路輸出反激式開關(guān)電源的實物圖如圖16所示。

為驗證所設(shè)計電路對負(fù)載調(diào)整率的改善效果，在220 V交流電標(biāo)準(zhǔn)輸入電壓的工作狀態(tài)下，在單環(huán)路反饋控制時，先將電源電路板的12 V輸出回路與線繞電阻器相連，調(diào)節(jié)至滿載狀態(tài)，5 V輸出電壓回路與電子負(fù)載相連，由空載狀態(tài)逐漸調(diào)節(jié)至滿載狀態(tài)，觀察該輸出回路的帶載能力和輸出電壓大小。在雙環(huán)路反饋控制時，重復(fù)上述步驟，最后分別計算兩種控制條件下輸出端的負(fù)載調(diào)整率，并進(jìn)行比較，表4、表5為測試數(shù)據(jù)的對比表。

通過表4、5的數(shù)據(jù)計算得出，當(dāng)單環(huán)路反饋控制時，5 V輸出的負(fù)載調(diào)整率為3.3%；當(dāng)雙環(huán)路反饋控制時，5 V輸出的負(fù)載調(diào)整率為1.2%。實物測試結(jié)果表明，引入加權(quán)反饋控制后，5 V輸出回路負(fù)載的調(diào)整率有了明顯的改善，驗證了雙環(huán)路反饋控制的有效性。

5 結(jié)論

本文設(shè)計了一款多路輸出的反激式開關(guān)電源，采用UCC28C43芯片對電源系統(tǒng)進(jìn)行PWM控制，將220 V交流電轉(zhuǎn)化為5 V、12 V、15 V的直流輸出電壓，并能夠保持持續(xù)穩(wěn)定的輸出。同時還對環(huán)路補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行了零-極點(diǎn)的設(shè)計，并通過加權(quán)電壓反饋的方式，實現(xiàn)5 V和12 V兩個反饋回路對系統(tǒng)電路的雙環(huán)控制，在二者的共同作用下，使支路也參與到反饋控制，提高了負(fù)載的調(diào)整率。通過PSpice軟件對電路進(jìn)行了建模與仿真，仿真結(jié)果和實物測試結(jié)果驗證了設(shè)計的可行性。

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（責(zé)任編輯：劉劃" 英文審校：杜文友）