魏正華，杜廣星，葉小蘭

（1.長(zhǎng)沙民政職業(yè)技術(shù)學(xué)院電子信息工程學(xué)院，長(zhǎng)沙410004；2.湖南大學(xué)電氣與信息工程學(xué)院，長(zhǎng)沙410082；3.長(zhǎng)沙環(huán)境保護(hù)職業(yè)技術(shù)學(xué)院環(huán)境監(jiān)測(cè)系，長(zhǎng)沙410004）

1 引言

隨著自然環(huán)境的破壞，近幾十年來(lái)我國(guó)自然災(zāi)害頻發(fā)，是全球僅次于美國(guó)和日本的自然災(zāi)害最嚴(yán)重的國(guó)家，給國(guó)家生產(chǎn)建設(shè)和人們生命財(cái)產(chǎn)安全造成巨大威脅［1］。因此，2018年3月，中國(guó)政府組建應(yīng)急管理部建立統(tǒng)一指揮、專(zhuān)場(chǎng)兼?zhèn)?、反?yīng)迅速、上下聯(lián)動(dòng)、平戰(zhàn)結(jié)合的新時(shí)代應(yīng)急管理體系［2］。應(yīng)急通信是進(jìn)行應(yīng)急管理的重要技術(shù)手段，面對(duì)自然災(zāi)害、事故災(zāi)害、環(huán)境污染、公共安全等突發(fā)事件，公網(wǎng)基礎(chǔ)設(shè)施極有可能被損毀無(wú)法通信或通信容量不足導(dǎo)致通信堵塞，第一時(shí)間快速部署應(yīng)急通信保障系統(tǒng)、實(shí)時(shí)獲取現(xiàn)場(chǎng)狀況為上級(jí)迅速掌握事件態(tài)勢(shì)進(jìn)行準(zhǔn)確決策和指揮救援，從而盡可能減少國(guó)家和社會(huì)損失［3］。無(wú)線Mesh 通信系統(tǒng)具有高吞吐速率、遠(yuǎn)距離、組網(wǎng)靈活和易部署的特點(diǎn)，成為應(yīng)急通信系統(tǒng)的主流技術(shù)方案［4］。由于現(xiàn)有無(wú)線Mesh 通信系統(tǒng)的節(jié)點(diǎn)之間大多以單頻點(diǎn)進(jìn)行通信，惡劣的電磁環(huán)境下信道容易被干擾，導(dǎo)致通信性能降低，設(shè)計(jì)的寬帶射頻線性功放模塊能夠讓無(wú)線Mesh 系統(tǒng)在（1～1.5）GHz 頻率范圍內(nèi)配置工作頻點(diǎn)，進(jìn)一步提高無(wú)線Mesh 通信系統(tǒng)的魯棒性。

2 功放模塊設(shè)計(jì)

2.1 總體方案

設(shè)計(jì)的寬帶射頻功放模塊主要指標(biāo)是：（1～1.5）GHz 頻率范圍內(nèi)工作頻帶內(nèi)增益≥20 dB，輸出功率（30～37）dBm＠（1～5）W，二次、三次、四次諧波抑制≥50 dBc，支持?jǐn)?shù)字射頻信號(hào)峰均比（PAR）≥6 dB，ACPR≤-30 dBc（37 dBm ±1 dB），工作電壓范圍：（ ＋9～＋17）V，功耗≤40 W（發(fā)射平均功率5 W），具有開(kāi)、短路保護(hù)和溫度保護(hù)功能。通過(guò)分析指標(biāo)，寬帶射頻線性功放模塊設(shè)計(jì)總體架構(gòu)如圖1所示。

圖1 寬帶射頻線性功放模塊總體圖Fig.1 General diagram of broadband RF linear power amplifier module

2.2 發(fā)射鏈路放大電路設(shè)計(jì)

2.2.1 驅(qū)動(dòng)放大器設(shè)計(jì)

驅(qū)動(dòng)放大器選擇TriQuint 公司生產(chǎn)的TQP7M 9104，對(duì)功放模塊的效率影響不大，主要考慮提高線性度，所以設(shè)計(jì)為A 類(lèi)功放。將廠家提供的芯片s2p 文件導(dǎo)入ADS 軟件仿真，并在史密斯圓圖中進(jìn)行多級(jí)L 型匹配，每一級(jí)L 型電路轉(zhuǎn)動(dòng)的阻抗要在對(duì)應(yīng)節(jié)點(diǎn)品質(zhì)因數(shù)范圍內(nèi)［5］，最后設(shè)計(jì)驅(qū)動(dòng)放大器電路如圖2所示。

從圖2 中可知，驅(qū)動(dòng)放大器的輸入輸出匹配電路由微帶線并聯(lián)多個(gè)電容組成的多級(jí)L 型電路構(gòu)成，電路板選用的是羅杰斯4350B 板材，仿真該電路的增益、穩(wěn)定系數(shù)和輸入輸出駐波如圖3所示。

圖2 驅(qū)動(dòng)放大器電路圖Fig.2 Circuit diagram of driving amplifier

圖3 顯示，工作頻段范圍內(nèi)小信號(hào)增益是（17～18.8）dB，穩(wěn)定系數(shù)大于1，確保了驅(qū)動(dòng)放大器工作在絕對(duì)穩(wěn)定狀態(tài)，通過(guò)多級(jí)L 型匹配網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行寬帶匹配后輸入駐波系數(shù)小于2.3，輸出駐波系數(shù)小于1.5，寬帶性能滿足驅(qū)動(dòng)放大器需求。

圖3 驅(qū)動(dòng)放大器小信號(hào)仿真結(jié)果圖Fig.3 Small signal simulation results of driving amplifier

2.2.2 末級(jí)功率放大器設(shè)計(jì)

在ADS 中導(dǎo)入廠家提供的NPT1015B 器件模型進(jìn)行仿真設(shè)計(jì)，將直流偏置點(diǎn)設(shè)置為600 mA，通過(guò)柵壓調(diào)節(jié)電路設(shè)置柵壓為-1.05 V，在（1～1.5）GHz 范圍選擇1 GHz，1.1 GHz，1.2 GHz，1.3 GHz，1.4 GHz，1.5 GHz 共6 個(gè)頻點(diǎn)通過(guò)負(fù)載牽引技術(shù)（LoadPull 技術(shù)）尋找最佳阻抗點(diǎn)［6-8］，輸入端采用高低阻抗微帶線和串聯(lián)電阻增加整個(gè)電路穩(wěn)定性，輸出端采用高低阻抗微帶線并聯(lián)電容方式設(shè)計(jì)匹配電路，板材為羅杰斯4350B 板材，仿真優(yōu)化后設(shè)計(jì)電路如圖4所示，小信號(hào)仿真結(jié)果如圖5所示。

圖4 末級(jí)功率放大器電路圖Fig.4 Circuit diagram of final stage power amplifier

圖5 末級(jí)功率放大器小信號(hào)仿真結(jié)果圖Fig.5 Small signal simulation results of final stage power amplifier

圖5 中，末級(jí)功率放大器工在作頻帶范圍內(nèi)增益為（12.4～15.7）dB，穩(wěn)定系數(shù)大于2.7，電路處于穩(wěn)定工作狀態(tài)，表明在輸入匹配電路引入電阻的方式有利于功率放大器電路穩(wěn)定，輸入端駐波系數(shù)小于1.55，輸出端駐波小于1.35，匹配性能良好。

選取1 GHz，1.1 GHz，1.2 GHz，1.3 GHz，1.4 GHz，1.5 GHz 頻點(diǎn)進(jìn)行單頻點(diǎn)連續(xù)信號(hào)推動(dòng)該末級(jí)功率放大器輸出，輸入信號(hào)功率從小增大，當(dāng)基波將達(dá)到飽和功率點(diǎn)時(shí)輸出信號(hào)包含基波和各次諧波分量，使用ADS 仿真分析該末級(jí)功率放大器的增益與基波輸出功率關(guān)系、功率附加效率（PAE）與基波輸出功率關(guān)系如圖6所示。

圖6 末級(jí)功率放大器大功率輸出仿真結(jié)果圖Fig.6 High power output simulation results of final stage power amplifier

圖6（a）顯示在6 個(gè)頻點(diǎn)分別進(jìn)行單頻點(diǎn)連續(xù)波輸入，當(dāng)輸入信號(hào)功率較小時(shí)，各頻點(diǎn)基波增益基本保持穩(wěn)定，分別為15.7 dB，14.9 dB，14.3 dB，13.7 dB，13.1 dB，12.4 dB，表明該末級(jí)功率放大器處于線性狀態(tài)，輸出信號(hào)沒(méi)有產(chǎn)生失真；圖6（b）顯示基波輸出38 dBm 時(shí)，PAE≥20 %。

對(duì)末級(jí)功率放大器在工作頻帶內(nèi)選取1 GHz，1.1 GHz，1.2 GHz，1.3 GHz，1.4 GHz，1.5 GHz 頻點(diǎn)進(jìn)行雙音連續(xù)信號(hào)推動(dòng)輸出，雙音頻率間隔5 kHz。采用ADS 分析本設(shè)計(jì)中末級(jí)放大器的非線性指標(biāo)IM3和IM5如圖7所示。

圖7 雙音信號(hào)激勵(lì)非線性仿真結(jié)果圖Fig.7 Nonlinear simulation results of two-tone signal excitation

3 實(shí)物設(shè)計(jì)和測(cè)試結(jié)果

圖7 顯示末級(jí)功率放大器在輸出平均功率38 dBm 時(shí)，已進(jìn)入到了非線性區(qū)域，存在-33 dBc 的諧波分量，為實(shí)現(xiàn)諧波≥50 dBc 的目標(biāo)，通過(guò)外協(xié)定制帶通濾波器，性能指標(biāo)：通帶為（1～1.5）GHz，帶內(nèi)插損0.5 dB，通帶駐波小于1.5，帶外抑制40 dB＠（2～2.2）GHz，45 dB＠（2.2～2.8）GHz，50 dB＠（2.8～3）GHz，40 dB＠（3～6.2）GHz，承受平均功率15 W，峰值功率50 W，尺寸為（10 ×15）mm；用于開(kāi)短路保護(hù)的寬帶隔離器通過(guò)外協(xié)設(shè)定指標(biāo)：頻率范圍（0.99～1.51）GHz，最大正向損耗小于0.5 dB，最小反向隔離11 dB，帶內(nèi)駐波系數(shù)1.8，承受功率達(dá)20 W，負(fù)載功率10 W。對(duì)寬帶射頻功放進(jìn)行電路加工，實(shí)物如圖8所示。

圖8 寬帶射頻功放模塊實(shí)物圖Fig.8 Picture of broadband RF power amplifier module

無(wú)線Mesh 通信系統(tǒng)實(shí)際工作時(shí)發(fā)射的射頻信號(hào)是高峰均比的COFDM 信號(hào)，但通信系統(tǒng)工作在時(shí)分復(fù)用（TDD）模式，不便驗(yàn)證寬帶射頻功放模塊輸出性能，根據(jù)以往調(diào)試經(jīng)驗(yàn)，利用數(shù)字信號(hào)源產(chǎn)生的64 QAM、帶寬為20 MHz 的高峰均比數(shù)字射頻信號(hào)替代COFDM 信號(hào)，采用鄰信道功率比（ACPR）衡量射頻功放模塊的線性度；寬帶射頻功放模塊的增益是兩級(jí)放大增益去除無(wú)源電路的損耗并通過(guò)π 型衰減器調(diào)整的最后鏈路增益，總體測(cè)試結(jié)果如表2所示。

表2 模塊測(cè)試性能Tab.2 Test performance of broadband RF power amplifier module

表2 測(cè)試結(jié)果顯示，工作頻帶內(nèi)選擇6 個(gè)頻點(diǎn)作為數(shù)字射頻信號(hào)的載波頻點(diǎn)，相鄰載波頻點(diǎn)間隔100 MHz，單頻點(diǎn)載波測(cè)試時(shí)增益大于20 dB，頻帶內(nèi)每個(gè)頻點(diǎn)的輸出P1dB點(diǎn)大于43 dBm，達(dá)到高于輸出平均功率37 dBm 時(shí)大于6 dB 的設(shè)計(jì)目標(biāo)。當(dāng)數(shù)字射頻信號(hào)平均輸出功率37 dBm 時(shí)，ACPR 小于-34 dBc，直流功耗最大不超過(guò)40 W，2 次及以上諧波抑制大于50 dBc，表明在（1～1.5）GHz 工作頻帶內(nèi)寬帶射頻功率模塊線性度、模塊功耗、諧波失真指標(biāo)都符合無(wú)線Mesh 通信系統(tǒng)的應(yīng)用要求。

4 結(jié)束語(yǔ)

設(shè)計(jì)了一款無(wú)線Mesh 通信系統(tǒng)的寬帶射頻線性功放模塊，介紹了該模塊的總體設(shè)計(jì)架構(gòu)，對(duì)驅(qū)動(dòng)放大器、末級(jí)放大器的設(shè)計(jì)仿真及調(diào)試過(guò)程做了詳細(xì)描述。測(cè)試結(jié)果表明：

1）寬帶射頻功放模塊輸出的P1dB≥43 dBm，表明當(dāng)平均功率5 W 射頻信號(hào)，峰均比PAR≥6 dB；

2）寬帶射頻功率模塊工作頻帶內(nèi)選擇任意載波頻點(diǎn)輸出平均5 W 功率的數(shù)字射頻信號(hào)時(shí)，ACPR≤-34 dBc，表明該寬帶射頻功放模塊達(dá)到芯片的最佳性能，具有良好的線性度；

3）諧波抑制≥50 dBc，不會(huì)對(duì)無(wú)線Mesh 通信系統(tǒng)節(jié)點(diǎn)接收端的基帶數(shù)字解調(diào)造成干擾；

4）增益≥20 dB，直流功耗≤40 W，滿足整機(jī)的對(duì)增益和功耗的設(shè)計(jì)要求。