唐 婷

（中國西南電子技術(shù)研究所，四川 成都 610036）

0 引言

隨著無線通信的迅速發(fā)展，人類航天活動與日俱增，空間飛行器數(shù)量急劇增加，導(dǎo)致空間有限的頻率資源大量占用。目前S、X、Ku 頻段已非常擁擠頻段，高頻段[1-4]衛(wèi)星通信因其具有可提供的帶寬大、通信容量大、波束窄、終端尺寸小等優(yōu)勢成為未來衛(wèi)星通信的必然趨勢。近年來，越來越多的國家和機構(gòu)相繼加入到對更高頻段衛(wèi)星通信系統(tǒng)的開發(fā)和使用之中[5-9]。

高頻段調(diào)制信號可通過多級變頻或直接變頻產(chǎn)生。多級變頻方式設(shè)備體積較大且多級非線性失真相互混疊，各級諧波相互疊加，導(dǎo)致調(diào)制信號質(zhì)量下降；直接變頻方式與多級變頻相比設(shè)備體積較小，但由于頻率更高，受到射頻模擬器件非理想特性、不一致性影響更為嚴(yán)重，導(dǎo)致IQ 支路間信號幅度出現(xiàn)差異、相位出現(xiàn)偏移，即IQ 不平衡。對于寬帶信號，IQ 不平衡尤為突出。IQ 不平衡將降低接收信號的性能，導(dǎo)致誤碼的產(chǎn)生。

解決IQ 不平衡問題，目前常用的技術(shù)有優(yōu)化模擬電路、數(shù)字補償技術(shù)。優(yōu)化模擬電路復(fù)雜度高且效果有限；數(shù)字補償技術(shù)更為靈活、有效，是目前的主流技術(shù)途徑。數(shù)字補償技術(shù)分為數(shù)據(jù)輔助算法[10]和非數(shù)據(jù)輔助算法[11-15]。文獻[13]通過特殊導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)，通過訓(xùn)練序列實現(xiàn)參數(shù)估計，該方法需要發(fā)端信號包含訓(xùn)練序列，接收端根據(jù)先驗信息完成統(tǒng)計和計算。該方法簡單有效但訓(xùn)練序列需要占用有限的信號帶寬，降低了信號傳輸效率。文獻[14]通過頻譜的共軛對稱性進行計算補償參數(shù)，無法適用于高速寬帶信號信號。文獻[15]通過二階統(tǒng)計特性的正定性為目標(biāo)，通過BP 神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的動量法進行迭代計算，該方法不依賴訓(xùn)練序列且具有較好的校準(zhǔn)性能，但計算復(fù)雜度較高，硬件實現(xiàn)需要消耗更多的資源。

本文從寬帶信號的解調(diào)方案出發(fā)，通過對均衡器的改進實現(xiàn)寬帶信號IQ 不平衡補償，本方案無需在解調(diào)方案中增加IQ 不平衡補償模塊，通過原有的均衡器模塊實現(xiàn)補償，因此硬件實現(xiàn)不會增加資源消耗和設(shè)計復(fù)雜度，有利于工程實現(xiàn)。

1 IQ 不平衡模型

受到射頻模擬器件非理想特性、不一致性影響，接收到的IQ 信號在幅度出現(xiàn)差異，相位上不再正交。IQ不平衡模型如圖1 所示，其中g(shù)是幅度不匹配因子，θ是相位不匹配因子。

圖1 IQ 不平衡模型

接收的IQ 基帶信號如式（1）所示：

其中，xI(t)、xQ(t) 為理想情況下的基帶信號，(t)、(t)為IQ 不平衡時的基帶信號。實際接收信號基帶信號(t)、Q(t)可以看作是由理想信號xI(t)、xQ(t)疊加組成的。IQ 不平衡將帶來接收性能的降低，為了消除IQ 不平衡對接收信號帶來的影響，需要分別計算I 路、Q 路的補償濾波器，用于IQ 不平衡補償。

2 高速解調(diào)器設(shè)計

高速解調(diào)器[16]設(shè)計框圖如圖2 所示，包含并行下變頻、并行載波環(huán)路、并行時鐘恢復(fù)環(huán)路和并行均衡器。

圖2 高速解調(diào)器設(shè)計框圖

信道的頻率響應(yīng)偏離了理想的均勻幅值和線性相位，已傳輸?shù)拿}沖的兩個尾部都會影響相鄰的脈沖，這種由于尾部重疊而引起的信號畸變成為碼間干擾，它會引起判決的誤差。對于高速信號碼間串?dāng)_影響特別突出，因此高速解調(diào)器的設(shè)計中都會加入均衡器模塊減小碼間串?dāng)_，減小接收機總的性能損失。

考慮到硬件實現(xiàn)復(fù)雜程度，均衡器選用LMS 自適應(yīng)算法，均衡器輸出y(n)表示為：

其 中，X(n)=[xn,xn-1,…,xn-N+1]T是均衡 器輸入信號，W(n)=[wn,wn-1,…,wn-N+1]T是均衡的濾波系數(shù)，N是濾波器階數(shù)。

濾波器系數(shù)更新表達式為：

其中，μ為系數(shù)更新步長，e(n)是輸出信號與期望信號的誤差。

3 基于均衡的IQ 不平衡補償算法設(shè)計

由于上節(jié)方案中的均衡器結(jié)構(gòu)IQ 共用濾器系數(shù)W(n)，無法達到對IQ 不平衡補償?shù)男Ч馄鬟M行改進，分別對I 路數(shù)據(jù)和Q 路數(shù)據(jù)進行均衡，通過自適應(yīng)算法分別計算I 路和Q 路的均衡器系數(shù)，從而到達減小碼間串?dāng)_和補償IQ 不平衡的雙重目的，如圖3 所示。

圖3 均衡器設(shè)計框圖

I 路均衡器輸出yI(n)、yQ(n)表示為：

其 中，XI(n) 是接收 的I 路信號，XQ(n) 是接收 的Q 路 信號，WII(n) 和WIQ(n) 是I 路信號的均衡濾波器系數(shù)，WQI(n)和WQQ(n)是Q 路信號的均衡濾波器系數(shù)。

4 組均衡濾波器相互獨立計算，從而達到對IQ 的幅度、相位單獨補償?shù)淖饔?。WII(n)通過I 路誤差和I 路輸入迭代更新，WIQ(n)通過I 路誤差和Q 路輸入迭代更新，WQI(n) 通過Q 路誤差和I 路輸入迭代更新，WQQ(n) 通過Q 路誤差和Q 路輸入迭代更新，系數(shù)更新表達式如下：

其中，eI(n)是I 路輸出信號與期望信號的誤差，eQ(n)是Q 路輸出信號與期望信號的誤差。

4 測試

本節(jié)將對上述補償算法進行測試驗證，通過任意波形發(fā)生器AWG7122B 發(fā)送16QAM 調(diào)制的IQ 不平衡信號，幅度不匹配因子g=0.9，相位不匹配因子θ=20o。通過外接噪聲源加噪，將信噪比調(diào)制到eb0=16。補償算法通過Verilog 語言實現(xiàn)，F(xiàn)PGA 芯片選用深圳國微SMQ7VX690TFFG1761。本節(jié)測試的比較對象分別是采用原均衡器[16（]均衡器1）的解調(diào)器和經(jīng)過上述改進后的均衡器（均衡器2）的解調(diào)器。

測試所得星座圖如圖4 所示，橫軸為I 路數(shù)據(jù)數(shù)值，縱軸為Q 路數(shù)據(jù)數(shù)值。進行如均衡器前的星座圖如圖4（a）所示，解調(diào)信號受到碼間串?dāng)_和IQ 不平衡的共同影響，星座點分散且旋轉(zhuǎn)扭曲。經(jīng)過均衡器1，星座圖如圖4（b）所示，碼間串?dāng)_補償后星座點聚集在一起，但旋轉(zhuǎn)扭曲的問題未得到改善。經(jīng)過均衡器2（本文的補償算法），星座圖如圖4（c）所示，碼間串?dāng)_補償后星座點聚集在一起，旋轉(zhuǎn)扭曲的得到改善。

圖4 16QAM 星座圖對比

分別對上述兩種情況進行性能測試，測試結(jié)果如圖5 所示。均衡器1 條件下解調(diào)器無法補償IQ 不平衡，由于星座圖旋轉(zhuǎn)扭曲導(dǎo)致數(shù)據(jù)判決發(fā)生錯誤，嚴(yán)重影響了解調(diào)器性能。均衡器2 條件下，通過補償IQ 不平衡，使得解調(diào)器性能迅速提升，解調(diào)損耗在1 dB 以內(nèi)。因此到系統(tǒng)中存在較為嚴(yán)重的IQ 不平衡時，本文采用的補償算法能夠較好地補償IQ 不平衡，提升解調(diào)器性能。

圖5 解調(diào)器性能對比

5 結(jié)論

本文從工程應(yīng)用的角度對高速寬帶信號的IQ 不平衡問題進行研究，通過改進高速解調(diào)器的均衡器模塊，采用非正交的均衡器系數(shù)達到對IQ 不平衡進行補償?shù)哪康摹Ｔ摲椒ū苊饬藦?fù)雜的計算和設(shè)計，不會增加高速解調(diào)器的設(shè)計難度和資源消耗，方法簡單、易于實現(xiàn)。同時，由于均衡器可對多種調(diào)制方式信號進行均衡，因此該方法可用于解決多種調(diào)制體制信號的IQ 不平衡問題。