胡國(guó)民 吳方捷

（南京康尼新能源汽車(chē)零部件有限公司）

關(guān)鍵字：寬電壓；增益；電壓輸出；變換器設(shè)計(jì)

0 引言

LLC作為一種廣泛應(yīng)用的諧振變換器，多應(yīng)用于固定電壓或小范圍輸出電壓可調(diào)的應(yīng)用場(chǎng)景[1]。由于其諧振腔參數(shù)的計(jì)算較為復(fù)雜，需要在合適的增益曲線與最優(yōu)的磁性元件設(shè)計(jì)之間做出權(quán)衡，這給寬電壓的輸出設(shè)計(jì)造成了一定的障礙[2]。

傳統(tǒng)的PFC（功率因數(shù)校正電路）+LLC架構(gòu)的AC-DC變換器通常需要采用可變電壓的前級(jí)PFC， 以減小LLC級(jí)的增益范圍，這種方案不僅顯著提升成本，還需要PFC與LLC的輸出電壓的協(xié)同控制，整體的控制策略變得復(fù)雜。本文提出一種固定電壓輸入、寬電壓輸出的LLC設(shè)計(jì)方案，實(shí)現(xiàn)2倍以上的增益變化。總體方案成本低，控制策略簡(jiǎn)潔可靠。

1 系統(tǒng)工作特性分析

基于優(yōu)化系統(tǒng)架構(gòu)，簡(jiǎn)化控制策略的考慮，系統(tǒng)采用模擬PFC +寬電壓輸出LLC，其中PFC輸出恒定的母線電壓，可采用經(jīng)典的整流橋+boost電路實(shí)現(xiàn)固定電壓輸出，PFC的輸出電壓與LLC的輸出無(wú)需協(xié)同控制[3]。寬電壓輸出由LLC通過(guò)調(diào)頻實(shí)現(xiàn)2倍以上的增益變化來(lái)實(shí)現(xiàn)。

1.1 LLC寬電壓輸出的增益特性分析

以全橋LLC為例，電路架構(gòu)如圖1所示。

圖1 全橋LLC拓?fù)浼軜?gòu)

將負(fù)載電阻折算至原邊，可以寫(xiě)出圖1的傳遞函數(shù)：

因此，得到基于基波分析法的電路直流增益為：

當(dāng)k值固定時(shí)，即勵(lì)磁電感與諧振電感的比例關(guān)系確定時(shí)，直流增益與歸一化頻率的關(guān)系如圖2a所示，可以看到，最高增益隨著Q減小而增加，而且最高增益處的頻點(diǎn)始終小于或等于諧振頻率；而在大于諧振頻率部分的增益，都是隨著Q值的增加而減小，當(dāng)Q值越大，增益隨頻率增加，衰減就越顯著。

圖2 LLC頻率增益特性曲線

這表明，在一個(gè)固有諧振腔下，當(dāng)考慮其最高增益時(shí)，只需要確保在滿載條件下的增益曲線仍滿足最大增益需求，就能確保變換器在任何負(fù)載條件下均可滿足最高電壓輸出需求；同樣的，針對(duì)最低輸出電壓點(diǎn)，需要諧振腔在空載條件下仍然能滿足最低輸出電壓。所以，只需要考慮上述兩個(gè)極限工作點(diǎn)可以滿足全電壓范圍的輸出能力需求。

當(dāng)Q值固定時(shí)，即負(fù)載條件不變的情況下，增益曲線隨k值變化關(guān)系如圖2b所示。曲線的變化趨勢(shì)表明，當(dāng)諧振電感相對(duì)勵(lì)磁電感越大時(shí)，增益曲線越陡峭，增益最大值也越大。

圖2表明，在開(kāi)關(guān)頻率，負(fù)載情況確定的條件下，可以通過(guò)選取合適的k值，找到合適增益曲線，以滿足實(shí)際增益要求，理論上，在僅考慮增益時(shí)，LLC可以做到相當(dāng)大的增益范圍。而實(shí)際上，k值的選取，通常會(huì)受到一定的限制。由于諧振電感與變壓器原邊直接串聯(lián)，它們將流過(guò)完全相同的電流，由于諧振電感僅用于調(diào)節(jié)電流波形，并不參與向副邊傳遞能量，所以，諧振電感會(huì)成為一個(gè)“額外的”效率損失。鐵氧體的磁心損耗可以用按如下公式評(píng)估：

式中，η表示損耗系數(shù)；a、b分別為大于1的頻率和電感損耗指數(shù)。

當(dāng)諧振電感占勵(lì)磁電感比例越大時(shí)，諧振電感的磁心損耗占系統(tǒng)總的磁心損耗比例將會(huì)增加，因此，電感比例系數(shù)的選取，應(yīng)該在可滿足增益要求的前提下，盡量大。一般情況下，選取比例系數(shù)k＞ 2.5。

1.2 極限工作電壓點(diǎn)的工作模態(tài)分析

首先分析在直流增益大于1時(shí)，此時(shí)，變換器開(kāi)關(guān)頻率小于諧振頻率，電流的工作波形如圖3a所示，可以看到，在一個(gè)完整的工作周期內(nèi)，僅在陰影部分所示波形的持續(xù)時(shí)間內(nèi)，能量從原邊傳遞到副邊。隨著開(kāi)關(guān)頻率的下降，勵(lì)磁電流擺幅增加，陰影部分在周期內(nèi)的時(shí)間占比逐漸減小，而在輸出功率保持不變的條件下，原邊諧振電流峰值必然進(jìn)一步增大。所以，相對(duì)諧振點(diǎn)，隨著工作頻率的下降，變壓器和諧振電壓的磁心損耗逐漸增加。變壓器工作在最?lèi)毫庸ぷ鼽c(diǎn)。

圖3 極限工作點(diǎn)波形分析

當(dāng)直流增益小于1時(shí)，開(kāi)關(guān)頻率大于諧振頻率，電流工作波形如圖3b所示，可見(jiàn)，在整個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，原邊都在向副邊傳遞能量。對(duì)比諧振工作點(diǎn)，當(dāng)需求輸出電流有效值不變時(shí)，即當(dāng)頻率逐漸升高時(shí)，陰影部分的有效值需要保持不變，則必然伴隨著諧振電流尖峰的顯著增加，磁心損耗加劇。在恒流工作情況下，最低增益工作點(diǎn)，通常諧振電感磁心損耗最高，承受最大熱應(yīng)力。

2 系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計(jì)

2.1 整機(jī)設(shè)計(jì)指標(biāo)

整機(jī)設(shè)計(jì)指標(biāo)如表1所示。

表1 整機(jī)設(shè)計(jì)指標(biāo)參數(shù)

2.2 LLC關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì)

選擇120kHz作為諧振頻率，DC 320V輸出作為諧振點(diǎn)輸出電壓。依據(jù)增益關(guān)系為：

結(jié)合：

1）高工作電壓點(diǎn)的負(fù)載狀況Req；

2）諧振頻率對(duì)Lr與Cr的限制；

3）電感比例系數(shù)k的選取原則與限制。

依據(jù)公式得到初定最高增益，通過(guò)反復(fù)迭代步驟2～3，可以獲得滿足最大增益要求的Q值，并且在該Q值下，可以獲得最大的電感比例系數(shù)k。顯然，也獲得了在該Q值與k值下的諧振腔參數(shù)。

經(jīng)過(guò)以上計(jì)算，得到諧振腔參數(shù)，如表2所示。

表2 諧振腔參數(shù)

3 系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

3.1 LLC極限工作點(diǎn)實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

實(shí)驗(yàn)樣機(jī)關(guān)鍵物料選型如表3所示。

表3 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)關(guān)鍵物料選型

實(shí)驗(yàn)條件：常溫條件下，接入可編程交流，設(shè)定AC 220V輸出。

圖4為最高電壓工作點(diǎn)下，驅(qū)動(dòng)VS開(kāi)關(guān)管DS VS諧振電流波形，可以觀測(cè)到開(kāi)通時(shí)ZVS的實(shí)現(xiàn)；在最高直流增益處的工作波形，標(biāo)記部分的時(shí)間里，原邊能量沒(méi)有向副邊傳遞；在最低直流增益處的工作波形，此時(shí)，運(yùn)行在半載降額工作區(qū)。

圖4 最高輸出電壓點(diǎn)工作波形

3.2 整機(jī)關(guān)鍵指標(biāo)測(cè)試結(jié)果

如表4所示，分別為DC 220V輸出，DC 320V輸出和DC 470V輸出時(shí)，測(cè)得的關(guān)鍵技術(shù)指標(biāo)?？梢钥闯觯驹O(shè)計(jì)在全工作范圍內(nèi)始終保持高效的工作狀態(tài)。其中290V以下低壓輸出時(shí)，工作在12A恒流工作區(qū)。

表4 關(guān)鍵技術(shù)指標(biāo)測(cè)試結(jié)果

4 結(jié)束語(yǔ)

本文采用模擬方案的固定電壓輸出PFC，配合后級(jí)寬電壓輸出LLC實(shí)現(xiàn)了2倍以上的增益變化需求。在整個(gè)輸出電壓范圍內(nèi)，AC-DC變換器始終保持著較高的效率?？梢?jiàn)，在滿足合適電感比例系數(shù)條件下，LLC仍然可以被設(shè)計(jì)為極寬的輸出電壓，并且在全工作電壓范圍內(nèi)，都可以保持較高的效率。

本方案使得LLC原本工作范圍較窄的缺點(diǎn)得到了顯著的改善，對(duì)于寬電壓的LLC設(shè)計(jì)有較好的指導(dǎo)意義。