馮立營，郝佳寧

（天津職業(yè)技術師范大學電子工程學院，天津 300222）

由于無線通訊系統(tǒng)的快速發(fā)展，擴大了對高速率和大容量信號傳輸?shù)男枨?。目前，通訊系統(tǒng)中較為領先的5G移動通信技術成為越來越多國家探索的主要方向[1]。天線作為通訊系統(tǒng)的重要始端、終端設備，其設計的優(yōu)劣直接決定了整個系統(tǒng)的性能。傳統(tǒng)的單頻帶天線已經(jīng)無法滿足日益增長的通訊需求，如在一個通訊系統(tǒng)中需要同時支持4G、5G、藍牙等，這些功能的工作頻段各不相同，因此需要設計一種雙頻段甚至多頻段的天線來同時覆蓋這些頻段。

起初，人們將2種不同頻率的天線直接放置在一起，實現(xiàn)多頻輻射功能，如將2個不同頻段的頻率選擇表面陣列，通過垂直放置的方法結合在一起[2-3]，將微波波段的單極子天線和毫米波段的微帶網(wǎng)格陣列天線，通過水平放置的方法結合在一起[4-5]。這種方法以犧牲天線占地面積為代價，實現(xiàn)天線的多頻輻射功能，進而增加整個通訊系統(tǒng)的尺寸。因此，雙頻或者多頻天線在保證良好傳輸性能的前提下，還要注意在有限空間內盡量減小天線的體積。在文獻[6-7]中，利用重疊的結構將介質集成波導與貼片天線結合在一起，以減少額外的空間占用；在文獻[8-10]中，使2個波段的天線共享輻射孔徑，能夠大幅提升孔徑利用率，從而使天線更加緊湊；在文獻[11-12]中，通過折疊的方法降低天線剖面高度，從而起到降低天線體積的目的。上述天線均是基于多個天線結構的設計。在文獻[13]中，首次提出了以單個天線結構為基礎，同時支持毫米波和微波頻段的雙頻天線，它由平行板波導諧振器和法布里珀羅諧振腔天線組成，由于將WRA部分進行折疊，使天線的高度降低。對比文獻[13]，將其折疊部分去掉可以使天線的整體結構簡單，使得天線具有易于加工制造的特點。在本設計中，對有無折疊結構的情況作了對比，經(jīng)過模擬仿真得到折疊部分對天線的性能影響可以忽略不計，并且針對第五代移動通信頻段，對天線的覆蓋范圍作了調整，為5G移動通訊設備提供了一個實用的解決方案[14]。

1 天線結構

本研究所提出的雙頻天線由2個相同垂直地面的金屬板平行放置構成，天線的結構如圖1所示，相關參數(shù)如表1所示。

圖1 雙頻天線三視圖

表1 雙頻天線尺寸參數(shù)

天線放置在長和寬分別為L0和W0的地面上，地面的厚度為H0。為了使天線的制造更加簡單，地面的材料選擇鋁，這樣可以在加工過程中免去焊接，對鋁塊直接進行切割。2個頻段有各自的輸入端口，互不干擾，保證了2個頻帶良好的隔離度。

高頻部分的法布里珀羅諧振腔天線由中心的L型探針激發(fā)，探針高出地面的高度為LV，水平延伸的長度為LH。由于L型探針的垂直臂會引起不必要的交叉極化，在其反方向加上一個厚度為D1的半圓柱套筒之后，相當于引入了一個與探針相反的電流，可以有效抑制交叉極化場。在FPRA的金屬板內側加2對長和寬分別為LR和WW的脊，脊起到降低高頻側瓣電平的作用。2個金屬板之間的間距為dF，dF由法布里珀羅諧振腔天線的諧振頻率決定[15]，可得

式中：c為真空中光的傳播速度；dF為法布里珀羅腔的間隔。

理想的法布里珀羅諧振腔是由2個無限長的平行板構成，而現(xiàn)實中平行板的長度無法做到無限長，所以由式（1）所得的dF需要進一步優(yōu)化。

低頻部分的平行板波導諧振器天線則由一個50 Ω的的勾狀條帶線來激發(fā)，在平行板周圍圍繞成一個Γ形狀，與平行板之間的間隔為t。天線的結構可以看做是一段TEM模式的傳輸線，傳輸線的一端接地，另一端開路。選取金屬板的高度HP約為WRA的1/4波長，此時平行板的TEM模式被激發(fā)。通過仿真發(fā)現(xiàn)，調節(jié)饋電線的長度可以對WRA的匹配情況進行調整。

2 天線的模擬結果

2.1 折疊部分的影響

對無任何折疊部件的雙頻天線進行仿真，并與文獻[13]中帶有折疊結構的天線進行比較。其余的設計參數(shù)與具有折疊部分的天線參數(shù)相同，包括勾狀饋電結構。無折疊部分天線的反射系數(shù)模擬結果及增益模擬結果分別如圖2和圖3所示。

圖2 無折疊部分天線的反射系數(shù)模擬結果

圖3 無折疊部分天線的增益模擬結果

從圖2（a）中可以看出，WRA的諧振頻率從2.45GHz移到4.83 GHz，這意味著去除折疊部分會使HP從0.163 λ0增加到0.289λ0（λ0為諧振頻率處的波長），即利用折疊結構可以使天線高度降低43.6%。低頻部分的反射系數(shù)S11＜-10 dB的范圍為4.69～5 GHz，相對帶寬為6.41%。圖2（b）顯示了FPRA的模擬反射系數(shù)，去掉折疊部分對FPRA的反射系數(shù)沒有影響。高頻部分的反射系數(shù)S22＜-10 dB的范圍為23.78～24.6 GHz，相對帶寬為2.98%。

從圖3（a）可以看出，天線低頻部分頻帶內的增益在7.23～7.9 dBi波動。在4.81 GHz時，WRA部分在擺動方向（φ=0）的最大天線增益為7.9 dBi，略高于所提出的具有折疊部件的WRA。從圖3（b）可以看出，F(xiàn)PRA的天線增益與提出的帶有折疊部件FPRA相同。由于法布里珀羅具有高增益特點，頻帶內的增益在11.03～11.61 dBi變化。

圖4顯示了無折疊部分天線WRA部分的輻射模式。

圖4 無折疊部分天線在4.83 GHz處的輻射圖模擬結果

在輻射圖中發(fā)現(xiàn)了寬側輻射模式，這是一種較短的WRA，其在E平面的側瓣很大。從之前的研究來看，提出的帶有折疊部件雙頻天線不存在此問題。因此，可以推斷出折疊部分可以降低天線高度和側葉水平。WRA部分在4.83 GHz時，實現(xiàn)的最大增益為7.57 dBi。xz平面的交叉極化均超過-16 dB，yz平面的交叉極化均超過-24 dB。

圖5顯示了無折疊部分天線FPRA部分的輻射模式，與有折疊部分的雙頻天線的FPRA相似。在24.1 GHz時，最大增益為11.6 dBi，天線在xz平面以及yz平面的交叉極化均超過-10 dB。

圖5 無折疊部分天線在24.1 GHz處的輻射圖模擬結果

2.2 雙頻天線的電場模擬圖

使用HFSS電磁仿真軟件對低頻部分和高頻部分的電場分別進行模擬，雙頻天線的電場圖模擬結果如圖6所示。

圖6（a）顯示了在中心頻率4.83 GHz處金屬平行板波導內部的電場圖，可以看出在WRA內部電場沿y軸的方向進行輻射。圖6（b）則顯示了法布里珀羅諧振腔天線在中心頻率24.1 GHz處的電場圖，觀察到FPRA內部電場沿x軸進行輻射，這與帶有折疊部分的天線電場分布一致，可以推斷出去掉折疊部分對雙頻天線內部電場及模式的影響并不大。

3 參數(shù)

3.1 高頻FPRA的參數(shù)

對高頻法布里珀羅諧振腔天線的參數(shù)進行調節(jié)，調節(jié)的過程中每次只變化1個參數(shù)。使用ANSYS HFSS電磁軟件對高頻部分的法布里珀羅諧振腔天線進行模擬，模擬結果如圖7所示。

圖7 金屬板間隔dF對FPRA反射系數(shù)的影響

從圖7可以看出，2個金屬板間隔dF由6.9 mm減小到6.7 mm時，天線的諧振點更深，并且逐漸向高頻移動，但S22＜-10 dB的帶寬也逐漸減小。經(jīng)過比較之后，dF選擇為6.8 mm，此時天線的諧振頻率在24.1 GHz，相對帶寬為2.98%，覆蓋24～24.25 GHz的窄帶范圍。窄帶是開放通用的ISM頻帶之一，ISM頻帶覆蓋了醫(yī)學、科學以及工業(yè)范圍，是具有實用價值的一個頻帶。

3.2 低頻WRA的參數(shù)

在低頻的設計中，同樣對影響天線的參數(shù)進行掃描，包括2個金屬板之間的間距dF以及金屬板的高度Hp。HFSS模擬得到的2個參數(shù)對天線反射系數(shù)的影響如圖8所示。

圖8 參數(shù)變化對WRA反射系數(shù)影響的模擬結果

從圖8（a）可以看出，2個平行板之間的間隔dF對低頻WRA幾乎沒有影響，而從圖8（b）中可以看出，金屬板的高度Hp對低頻WRA的諧振頻率影響很大。其余參數(shù)保持不變，選取Hp=17.5 mm、18 mm、18.5 mm這3個數(shù)值，從圖8（b）還可以看出，隨著金屬板高度Hp的增大，通帶內的匹配程度增大。當Hp=17.5 mm時，天線的阻抗匹配稍差，但是帶寬相對較大。選擇Hp=18 mm，阻抗匹配合適，帶寬較寬，能夠滿足現(xiàn)行5G通道標準中的N79頻段要求。

4 結語

本文針對微波頻段頻譜資源短缺的問題，設計了一種雙頻天線。該天線可以同時覆蓋5G的N79頻段以及ISM的24 GHz頻段（頻率比為4.9），具有一定的實用價值。天線由一對平行垂直地面的金屬板構成，將法布里珀羅天線與平行板波導天線相結合，2種天線雖然共用一個結構，但分別通過調節(jié)金屬平行板的高度以及兩板之間的縫隙大小，可以對低頻和高頻的反射系數(shù)進行調整。另外，高頻部分和低頻部分擁有各自的饋電端口，隔離度可以得到保障。然后，將折疊部分對雙頻天線的影響進行分析，得到預期的結果。該天線的優(yōu)點是結構緊湊且易于加工制造，因此可用于降低成本及復雜度的通訊系統(tǒng)中。