許亦云,張利紅,陰亞東

(1.福州大學(xué) 物理與信息工程學(xué)院,福建 福州 350108;2.福建江夏學(xué)院 電子信息科學(xué)學(xué)院,福建 福州 350108)

隨著手機(jī)、平板、智能手表等便攜式電子產(chǎn)品的市場需求日益旺盛,便攜式電子產(chǎn)品電池的使用壽命成為了決定產(chǎn)品成敗的關(guān)鍵因素之一[1]。電流模升壓型變換器(Boost Converter)具有效率高、動態(tài)響應(yīng)快等優(yōu)點,受到業(yè)界重視和青睞,已成為便攜式電子產(chǎn)品中電源管理的主流方案。

電流檢測器是電流模升壓型變換器的關(guān)鍵模塊之一,當(dāng)前業(yè)界應(yīng)用較為廣泛的電流檢測方式主要有外接串聯(lián)電阻采樣法、功率管RDS采樣法、并聯(lián)檢測法、電感直流等效電阻(DCR)采樣法等。外接串聯(lián)電阻采樣法通過在充電通路上串聯(lián)電阻并測量其兩端的電壓得到電感電流大小,該方法簡單易實現(xiàn),但通常會造成無法忽略的功率損耗[2]。功率管RDS采樣法無需額外采樣器件,而是通過檢測功率管導(dǎo)通時的壓降實現(xiàn)電流檢測,因此不存在額外的功率損耗,然而功率管的導(dǎo)通內(nèi)阻容易受到溫度、工藝以及輸出負(fù)載的影響,導(dǎo)致采樣精度較低[3]。并聯(lián)檢測法通過確保與功率管并聯(lián)的檢測管工作狀態(tài)一致,從而按比例精確復(fù)制功率管電流,最終實現(xiàn)高精度電流采樣,但實際電路中很難確保兩個管子工作狀態(tài)完全一致[4]。電感DCR 采樣法是近幾年發(fā)展的新興技術(shù),其通過檢測電感兩端電壓而實現(xiàn)電流檢測,與傳統(tǒng)電流檢測技術(shù)相比具有電路結(jié)構(gòu)簡單、精度高、功耗低的優(yōu)點[5]。

如何有效預(yù)防次諧波振蕩是電流模升壓型變換器的另一設(shè)計難點[6]。變換器需在電流采樣結(jié)果上疊加相應(yīng)的斜坡補(bǔ)償電壓。常規(guī)的電感DCR 采樣法是基于電壓加法器實現(xiàn)斜坡補(bǔ)償電壓與電流采樣電壓的疊加。然而此類技術(shù)受限于電壓加法器帶寬,存在瞬態(tài)響應(yīng)速度慢和功耗大的缺點[7]。鑒于此,本文提出了一種電感DCR 電流檢測法結(jié)合電流疊加技術(shù)的電流檢測器,其利用電壓-電流(V-I) 轉(zhuǎn)換電路將電流采樣信號和斜坡補(bǔ)償信號通過高速電流疊加形式結(jié)合,解決了電壓疊加法瞬態(tài)響應(yīng)速度慢和功耗大的缺點,最終基于該電流檢測器設(shè)計了一款升壓型變換器。

1 電流疊加型電感DCR 電流檢測電路

圖1(a)所示為電流模升壓型變換器電路結(jié)構(gòu),其中VIN為輸入電壓,L 為續(xù)流電感,COUT為輸出電容,RLOAD為負(fù)載電阻,MN、MP為功率開關(guān)管,RL為電感內(nèi)阻。電流檢測器檢測電感電流產(chǎn)生檢測電壓VCS,并以之反饋改變功率開關(guān)管控制信號CLKP1、CLKP2。

圖1(b)所示為本文提出的電流檢測器電路結(jié)構(gòu),其主要由電流采樣電路、斜坡補(bǔ)償電路及電流疊加電路三部分電路構(gòu)成。其中電流采樣電路由電感DCR 檢測電路和V-I轉(zhuǎn)換電路A 組成,通過電感DCR 檢測電路得到和電感電流成比例的電壓信號VSEN;該電壓經(jīng)過V-I轉(zhuǎn)換電路A 形成電流信號ISEN。為了提高升壓型變換器的負(fù)載調(diào)整率,電感DCR 檢測電路采用單端輸出的形式,使得檢測電壓VSEN與平均電感電流基本無關(guān)[8]。斜坡補(bǔ)償電路由斜坡電壓產(chǎn)生電路和V-I轉(zhuǎn)換電路B 組成。時鐘信號VOSC2驅(qū)動斜坡電壓產(chǎn)生電路的電容C2和電阻R4進(jìn)行充放電,產(chǎn)生固定斜率的周期性電壓信號VSLP,再通過V-I轉(zhuǎn)換電路B 后形成電流信號ISLP。利用電流鏡像電路寄生電容小、本征頻率高的優(yōu)點,ISEN和ISLP以電流鏡像的方式實現(xiàn)疊加,最終通過PMOS 管負(fù)載MP8產(chǎn)生最終輸出電壓VCS。

圖1 (a) 電流模升壓型變換器結(jié)構(gòu);(b)電流疊加型電感DCR 電流檢測器Fig.1 (a) Structure of current mode boost converter;(b) Inductance DCR current detector with current combining

由圖1 可知,升壓型變換器工作時電感兩端的電壓可表示為:

式中:ωS為開關(guān)頻率;IL為電感電流?？芍?

令τ1=L/RL,τ2=R1C1,則可得:

其中

由于續(xù)流電感內(nèi)阻較小,因此ωSτ1?1;合理選擇R1C1亦可實現(xiàn)ωSτ2?1,則公式(3)可簡化為:

由公式(5)可知,電感DCR 檢測電路輸出電壓VDET和電感電流IL成正比。由于無需使用額外的串聯(lián)電阻,因而檢測引起的功率損耗可忽略不計。通過電阻R2和R3最終獲得電流檢測電壓為:

本文中斜坡電壓信號產(chǎn)生電路由MP4、C2、R4構(gòu)成,當(dāng)時鐘信號VOSC2為低時,VSLP復(fù)位為電源電壓;否則,C2通過R4放電。通過將C2和R4設(shè)置為合適的值,可得斜坡信號時域表達(dá)式為:

仿真發(fā)現(xiàn)電流檢測電路中檢測電壓信號VSEN與斜坡補(bǔ)償信號VSLP變化幅度較小,因此可利用小信號分析法對電路進(jìn)行分析而不影響結(jié)果。后文中將使用小信號符號進(jìn)行計算,如使用vsen和vslp代替VSEN和VSLP。

傳統(tǒng)設(shè)計中通常利用高速電壓加法器實現(xiàn)斜坡電壓信號和電流檢測電壓信號的疊加組合,往往很難在帶寬、功耗、穩(wěn)定性和電路復(fù)雜度等方面取得較好折衷。與之不同,本文將利用電流疊加方式解決該技術(shù)難題。檢測電壓信號vsen輸入至MOS 管MN1、MP1和MN2構(gòu)成的源跟隨器后,再通過MN3產(chǎn)生電流isen,該電流可表示為:

式中:gmn3為MN3管跨導(dǎo);il為小信號形式的電感電流。與vsen類似,斜坡信號vslp經(jīng)過變換后產(chǎn)生斜坡補(bǔ)償電流islp,可表示為:

式中:gmn7為MN7跨導(dǎo)。電流isen和islp通過MN8和MN9、MN4和MN11構(gòu)成的電流鏡像電路并聯(lián)疊加后,通過MP8管產(chǎn)生最終的輸出電壓vcs,令gmn3≈gmn7≈gmp8,則可以得到:

從式(10)可知,電流檢測電路最終的輸出檢測電壓vcs和電感電流il成正比,從而實現(xiàn)電感電流檢測。

2 升壓型變換器電路設(shè)計

利用上文所述電感電流檢測器搭建電流模升壓型變換器,其電路結(jié)構(gòu)如圖2 所示。利用本文所提出的電感電流檢測器和誤差放大器構(gòu)成了電流環(huán)和電壓環(huán)雙環(huán)反饋控制結(jié)構(gòu),從而獲得優(yōu)良的動態(tài)響應(yīng)能力[6]。

圖2 升壓型變換器電路結(jié)構(gòu)圖Fig.2 Circuit diagram of boost converter

升壓型變換器檢測反饋電壓VFB與基準(zhǔn)電壓VREF之間的差值產(chǎn)生誤差電壓VEA。VEA與電感電流檢測器輸出電壓VCS同時輸入至PWM 比較器產(chǎn)生VCP,在振蕩器[7]時鐘VOSC1的驅(qū)動下通過RS 觸發(fā)器產(chǎn)生PWM 信號CLKD;CLKD通過驅(qū)動電路產(chǎn)生不交疊的功率管驅(qū)動信號CLKP1和CLKP2;其中CE、RE構(gòu)成補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)確保電壓反饋環(huán)的穩(wěn)定[10]。當(dāng)時鐘信號CLKP1產(chǎn)生上升沿時,開關(guān)管MN導(dǎo)通,開關(guān)管MP關(guān)斷,電感開始充電,電感電流上升;當(dāng)電感電流檢測器輸出電壓VCS大于VEA時,VCP翻轉(zhuǎn),開關(guān)管MN關(guān)斷,開關(guān)管MP導(dǎo)通,電感電流下降。經(jīng)過幾輪反饋調(diào)整后,輸出電壓VOUT達(dá)到穩(wěn)定。

3 電路仿真與驗證

本文基于SMIC 18 μm CMOS 工藝完成了升壓型變換器的電路設(shè)計、版圖設(shè)計和版圖參數(shù)提取后仿真驗證。其電路版圖如圖3 所示,面積約為752 μm×542 μm,圖中實線所框分別為功率管和電感電流檢測器。變換器輸出電容COUT=10 μF,電感L=4.7 μH(電感內(nèi)阻0.4 Ω),開關(guān)頻率fS=600 kHz,R1=2.1 MΩ,R2=R3=0.6 MΩ,R4=3.0 MΩ,C1=C2=3.36 pF。

圖3 升壓型變換器電路版圖Fig.3 Circuit layout of boost converter

圖4 顯示了變換器負(fù)載電阻RLOAD=20 Ω時,電流檢測器瞬態(tài)仿真結(jié)果。由圖可知,電流采樣電路能夠獲得與IL信號反相的ISEN,并與斜坡補(bǔ)償信號ISLP疊加后產(chǎn)生最終輸出電壓VCS。圖5 分別統(tǒng)計了不同電感電流時電流檢測器采樣比例的前/后仿真結(jié)果。從圖中可以看出,當(dāng)電感電流幅度IL從0 增大至600 mA時,電流檢測器的電流-電壓轉(zhuǎn)換增益為0.33 V/A,檢測誤差小于2.9%;同時前/后仿真結(jié)果誤差不超過0.9%。

圖4 電流檢測器仿真波形Fig.4 Simulation waveform of current detector

圖6 所示為在不同輸入電壓時變換器輸出電壓的前/后仿真結(jié)果?？梢钥闯?變換器在不同輸入電壓下均能正常工作;后仿真由于版圖寄生參數(shù)的影響,啟動時間略微大于前仿真。圖7 顯示了負(fù)載電流變化時輸出電壓的瞬態(tài)響應(yīng)前/后仿真結(jié)果,可以看到當(dāng)負(fù)載電流發(fā)生變化時,輸出電壓基本保持穩(wěn)定。圖8 所示為輸入電壓發(fā)生跳變時輸出電壓的瞬態(tài)響應(yīng)前/后仿真結(jié)果,由圖可知當(dāng)輸入電壓跳變時,輸出電壓能較快恢復(fù)穩(wěn)定。同時可以看到,以上仿真中版圖提取后仿結(jié)果均略差于前仿真,這屬于正常情況且這兩者誤差較小可以忽略。

圖6 不同輸入電壓下的輸出電壓波形Fig.6 Output voltage waveforms at different input voltages

圖7 負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)仿真結(jié)果Fig.7 Simulation results of load transient response

圖8 線性瞬態(tài)響應(yīng)仿真結(jié)果Fig.8 Simulation results of linear transient response

表1 對本文所提出的升壓型變換器的主要性能參數(shù)進(jìn)行了總結(jié),從表中可以看出雖然由于版圖寄生參數(shù)的影響,轉(zhuǎn)換效率、負(fù)載及線性調(diào)整率的后仿真結(jié)果略低于前仿真,但該誤差在合理范圍內(nèi)可以忽略。前/后仿真結(jié)果表明該升壓型變換器具有較好的電路性能。表2 為本文所述電流檢測器與其他文獻(xiàn)的參數(shù)對比,與常規(guī)電流檢測方法相比,此次設(shè)計采用了電感DCR 檢測和電流疊加技術(shù),避免運放的引入,從而實現(xiàn)了較小的功耗和面積。

表1 升壓型變換器參數(shù)表Tab.1 Parameter table of boost converter

表2 本文電流檢測器與其他文獻(xiàn)的參數(shù)對比Tab.2 Comparison of parameters of current detector between this paper and other documents

4 結(jié)論

本文分析介紹了一種電流疊加型電感DCR 電流檢測器,對其電流采樣和斜坡補(bǔ)償?shù)脑磉M(jìn)行分析和理論推導(dǎo),進(jìn)而基于該電流檢測器設(shè)計了一款電流模升壓型變換器。前/后仿真結(jié)果表明,該電流檢測器的檢測誤差小于2.9%,功率損耗僅為0.05 mW,電路面積約為0.019 mm2,相比于傳統(tǒng)的電流檢測器,能夠?qū)崿F(xiàn)較小的功耗和面積,并且基于該電流檢測器設(shè)計的升壓型變換器具有良好的轉(zhuǎn)換效率及瞬態(tài)響應(yīng)速度,可以滿足便攜式電子產(chǎn)品的使用需求。