范國亮,黃治華,何崢嶸,徐佳麗

(中國電子科技集團公司第二十四研究所,重慶 400060)

目前,電子系統(tǒng)對功耗和電源電壓的要求越來越苛刻,尤其是消費電子、可穿戴設(shè)備、生物電子等普遍采用電池供電的領(lǐng)域。作為系統(tǒng)中連接ADC 和DAC 數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器等高速模塊的關(guān)鍵元件,差分放大器的性能產(chǎn)生極大影響[1-3]。功耗的降低意味電流消耗的減小,這會導致速度(壓擺率和帶寬)和驅(qū)動能力的降低;電源電壓的降低直接導致放大器可用或可處理信號幅度的降低,這會引起數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器信噪比降低,進而降低分辨率,影響系統(tǒng)性能。盡管采用傳統(tǒng)的差分放大器可以在一定程度改善以上出現(xiàn)的問題,但是隨著供電進入5 V 甚至3.3 V 等更低的范圍,傳統(tǒng)的差分放大器已經(jīng)不能滿足要求,需要性能更強的差分放大器解決低壓低功耗條件下驅(qū)動數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的問題[1-3]。

朱樟明和Stocksatd 等[4-5]基于CMOS 襯底驅(qū)動技術(shù)實現(xiàn)了差分放大器的軌到軌輸出,但是直流開環(huán)增益只有52 dB,單位增益帶寬只有2.5 MHz,嚴重限制了高精度和高速應(yīng)用。Michael 等[6]基于自偏置技術(shù)把差分輸出放大器的增益和帶寬分別提高到71 dB 和35 MHz[6],指標改善極其有限,且無法實現(xiàn)軌到軌輸出,采用開關(guān)技術(shù)進行共?？刂埔苍黾恿穗娐返膹碗s度和噪聲。Timo 等[7-13]采用深亞微米或異質(zhì)結(jié)工藝,將帶寬拓展到GHz 以上,但是普遍存在工藝復雜、成本極高、精度差、壓擺率低、輸出擺幅小等問題。

針對上述問題,本文基于自主高速互補雙極工藝,提出了一種新型的具有軌到軌輸出的高速差分放大器,采用Class AB(AB 類推挽)共射放大輸出級實現(xiàn)接近軌到軌輸出和大輸出驅(qū)動能力,連續(xù)共模反饋結(jié)構(gòu)確定直流共模電平,多級放大結(jié)構(gòu)實現(xiàn)100 dB 高增益,嵌套式密勒(Nested Miller)補償?shù)姆绞竭M行頻率補償[14-15],實測帶寬和壓擺率分別達到400 MHz 和1300 V/μs,從而在低壓低功耗條件下實現(xiàn)差分放大器軌到軌輸出和高速度,為保持和改善數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器以及整體系統(tǒng)的性能奠定了基礎(chǔ)。

1 差分輸出放大器的電路結(jié)構(gòu)與設(shè)計

1.1 整體電路結(jié)構(gòu)

圖1 是本文提出的差分輸出放大器結(jié)構(gòu)框圖。整個電路主要由四部分組成: 輸入級、求和電路、輸出級和共模反饋電路。輸入級是一個H 橋結(jié)構(gòu)的差分輸入輸出結(jié)構(gòu)的放大電路,實現(xiàn)差分輸入電壓到電流的轉(zhuǎn)換,其詳細原理將在1.2 小節(jié)論述。求和電路本質(zhì)上是一個帶射極反饋電阻的共射極放大電路,其詳細原理將在1.3 小節(jié)論述。輸出級由一個H 橋結(jié)構(gòu)放大電路和Class AB 型輸出放大結(jié)構(gòu)共同組成,二者結(jié)合可以提供更優(yōu)的增益、速度和驅(qū)動能力,但是難點在于頻率補償和Class AB 結(jié)構(gòu)靜態(tài)電流的控制,詳細原理將在1.4 小節(jié)論述。由于整個信號通路是差分形式,共模反饋電路必不可少,它設(shè)定了每一級電路的輸出直流共模電平,保證其工作在放大區(qū)。共模反饋原理將在1.5 節(jié)論述。

圖1 差分輸出放大器結(jié)構(gòu)框圖Fig.1 Building blocks of differential output amplifier

另外,為各個支路提供電流的偏置電路是一個典型的PTAT 電流源[1-2],PTAT 電流源結(jié)構(gòu)比較簡單,在多個文獻中都有分析,其詳細原理此處不再贅述。

圖1 中的RF和RG是設(shè)置閉環(huán)增益的外圍電阻,用于設(shè)定放大倍數(shù),其值為:

1.2 H 橋電路

H 橋電路由于其結(jié)構(gòu)酷似英文字母“H” 而得名,如圖2 所示。

圖2 H 橋式結(jié)構(gòu)Fig.2 “H” bridge structure

該電路對稱性極強,Q1～Q8和R0構(gòu)成了H 橋結(jié)構(gòu)的核心,Q1～Q4是射極跟隨器,對輸入信號進行緩沖,同時設(shè)定了Q5～Q8的靜態(tài)電流。Q5～Q8對輸入信號進一步緩沖。假設(shè)NPN 管和PNP 管的Vbe相等,最終輸入信號施加在電阻R0上,產(chǎn)生如式(2)所示的電流:

跨導為:

小信號增益為:

電流I會隨著差分輸入信號的增加而增大,輸入信號的快速變化會迅速轉(zhuǎn)化為對應(yīng)電流,寄生節(jié)點可以較大的電流進行充放電,這意味H 橋結(jié)構(gòu)的速度非?？?即壓擺率很大。與傳統(tǒng)的差分對只能以固定電流對容性節(jié)點充放電相比,這是H 橋結(jié)構(gòu)的一大優(yōu)勢。

較大的R0會減小電流,降低跨導,進而降低電路速度和增益,但是電路穩(wěn)定性會提高。所以需要結(jié)合后級電路,選擇合適的R0,以達到速度和穩(wěn)定性的折中。

1.3 求和電路

求和電路如圖3 所示。H 橋結(jié)構(gòu)的輸出電壓經(jīng)Q9～Q10緩沖后,由Q13～Q16進行放大。Q13～Q16是帶射極反饋電阻/電容的共射極放大電路。

圖3 求和電路Fig.3 Summing circuit

求和電路的小信號跨導為:

式中:gm13～16是Q13～Q16的跨導;C是與Q13～Q16發(fā)射極電阻并聯(lián)的電容;R11～R14的存在主要是為了便于接收共模反饋信號以控制VOP和VON的直流電平。但是發(fā)射極電阻會減小跨導,降低增益。隨著頻率逐漸升高,發(fā)射極電阻的并聯(lián)電容C能夠改善跨導的減小,跨導由低頻下的恢復為高頻下的一定程度上改善了增益的降低。

另外,公式(5)引入了一個零極點,且零點遠低于極點。選擇合適的RC,零點可以抵消VOP和VON處的寄生極點最終求和電路只有一個高頻極點帶寬得到明顯拓展。

1.4 輸出結(jié)構(gòu)

輸出級如圖4(a)所示。輸出級是一個兩級放大器,Q17～Q24和RB再次組成H 橋結(jié)構(gòu),負載從輸入級的電阻變成了此處的電流鏡負載。Q29和Q30分別是PNP 和NPN 共射極放大器,二者的集電極連接在一起,構(gòu)成輸出級的一端。該結(jié)構(gòu)在軌到軌輸出放大器結(jié)構(gòu)中十分常見,難點在于輸出級靜態(tài)電流的控制。

圖4(b)是一種用于控制Class AB 輸出級的電路。所有的P 管和N 管分別構(gòu)成一個環(huán)路,假設(shè)Q31和Q32流過的電流相等且均為Ia,可得如下等式:

圖4 (a)輸出級;(b)Class AB 靜態(tài)電流控制Fig.4 (a)Output stage;(b) The control of quiescent current of Class AB circuit

從式(8)和(9),可以看出,輸出晶體管Q29和Q30靜態(tài)電流可以通過電流源Ia和晶體管面積得到精確控制。另外,Q17～Q24組成的H 橋結(jié)構(gòu)可以為Q29和Q30提供較大的且快速變化的驅(qū)動電流,經(jīng)由Q29和Q30的AB 類工作進一步放大,可以實現(xiàn)大電流驅(qū)動能力和軌到軌輸出擺幅。

1.5 共模反饋電路

共模反饋電路用于設(shè)定差分放大級的直流共模輸出電平,保證放大器可以工作在有源放大狀態(tài)。在設(shè)計共模反饋環(huán)路的時候,需要考慮以下幾個方面:(1)共模反饋環(huán)路的直流增益要盡可能大;(2)共模反饋環(huán)路的帶寬要盡可能大,最好能和差分通路接近;(3)共模反饋環(huán)路的相位裕度也必須達到一定要求,比如45°以上的相位裕度。

圖5 所示的共模反饋電路與輸入級非常類似,負載電阻R17～R24分別與輸入級和求和電路連接(A～H 節(jié)點),后續(xù)的信號通路與差分信號一致。輸出共模信號采用簡單的大電阻采樣。對于A～D 節(jié)點,整個共模反饋環(huán)路由求和電路、輸出級與共模反饋電路構(gòu)成,對于E～H 節(jié)點,整個共模反饋環(huán)路由輸出級與共模反饋電路構(gòu)成。差分和共模信號路徑十分接近,增益接近,調(diào)整補償電容和電阻Rc以調(diào)整共模反饋環(huán)路的穩(wěn)定性,可以實現(xiàn)高速、寬帶、穩(wěn)定的共模反饋環(huán)路。

圖5 共模反饋電路Fig.5 Common mode feedback circuit

1.6 頻率補償

輸入級、求和電路和輸出級(兩級放大)實際上構(gòu)成了四級放大結(jié)構(gòu)。輸入級增益較小(8 dB 左右),寄生極點較高,遠遠超過整個放大器-3 dB 帶寬以外,可以忽略輸入級對頻率特性的影響。所以需要對一個三級放大結(jié)構(gòu)進行頻率補償,否則無法保證閉環(huán)工作穩(wěn)定。三級放大器的頻率補償常用的是嵌套式密勒補償(Nested Miller Compensation)[14-15],該補償方式在多個教科書和文獻中已經(jīng)詳細論述,此處只給出結(jié)論。

假設(shè)補償后的傳輸函數(shù)是三階Butterworth 頻率響應(yīng),則單位增益帶寬近似為:

式中:wo是單位增益帶寬;Gm1是輸入級的跨導;C1是跨接整個輸出級的頻率補償電容。

2 仿真、版圖與測試

2.1 仿真

本文提出的放大器基于自主高速互補雙極工藝設(shè)計,利用Spectre 仿真器對電路進行了仿真驗證。如圖1 所示,采用外部電阻RF和RG是設(shè)置閉環(huán)增益的。

圖6 給出了增益的幅頻特性的仿真曲線,圖7 給出了大信號瞬態(tài)響應(yīng)的仿真曲線。

圖6 閉環(huán)頻率響應(yīng)Fig.6 Closed loop frequency response

圖7 大信號瞬態(tài)響應(yīng)Fig.7 Large signal transient response

如圖6 所示,當RF=RG=200 Ω,即閉環(huán)增益為1時,仿真閉環(huán)-3 dB 帶寬約520 MHz,200 MHz 處有增益尖峰,但是幅度僅為0.1 dB 左右。

如圖7 所示,當RF=RG=200 Ω,即閉環(huán)增益為1時,虛線代表輸入電壓,實線代表輸出電壓,輸入信號幅度±1 V,脈沖寬度10 ns,可以看出壓擺率SR+≈SR-=1500 V/μs。輸出波形約有20%以內(nèi)的過沖,增加C1可以減小過沖,但是也會使得帶寬減小。

2.2 版圖

圖8 是放大器的整體版圖。

圖8 放大器的整體版圖Fig.8 The overall layout of amplifier

2.3 測試結(jié)果

對本文提出的放大器進行流片,實測結(jié)果如表1所示。表 中Icc、IIB、IIO、VOS、Av、BW、SR、ISC、SWING 分別表示電源電流、輸入偏置電流、輸入失調(diào)電流、輸入失調(diào)電壓、增益、帶寬、壓擺率、輸出短路電流和輸出擺幅。

表1 測試結(jié)果(Vs=5 V,25 ℃)Tab.1 Test results(Vs=5 V,25 ℃)

從測試結(jié)果可以看出,AD8138 的電源電流和本文提出的電路比較接近,但是-3 dB 帶寬和壓擺率小于本文提出的電路,單端輸出幅度只有1～3.9 V。AD8137 采用了某種形式的大擺幅輸出結(jié)構(gòu),輸出幅度有所改善,達到0.45～4.55 V,但是依然比本文提出的電路低0.5 V 左右,-3 dB 帶寬和壓擺率分別只有75 MHz 和450 V/μs。與AD8138 和AD8137 相比[16-17],本文提出的電路實現(xiàn)了0.5 mV 的輸入失調(diào)電壓,-3 dB 帶寬達到400 MHz,壓擺率達到1300 V/μs,單端輸出擺幅達到0.2～4.8 V,速度和輸出幅度性能非常優(yōu)越。

3 結(jié)論

本文設(shè)計了一款基于高速互補雙極工藝的高速寬帶軌到軌輸出差分放大器,有效克服了低壓下傳統(tǒng)差分放大器輸出擺幅、速度和驅(qū)動能力嚴重降低的問題。利用Spectre 仿真器對電路進行了仿真驗證,并進行了流片。測試結(jié)果表明,在單5 V 工作的情況下,提出的差分輸出放大器低頻開環(huán)增益達到100 dB,輸入失調(diào)電壓為0.5 mV,單端輸出幅度為0.2～4.8 V,-3 dB 帶寬和壓擺率分別達到400 MHz 和1300 V/μs。通過電路結(jié)構(gòu)設(shè)計和分析,理論上說明了軌到軌全差分輸出的可行性,對高速ADC 驅(qū)動、線纜驅(qū)動等需要高速差分信號的領(lǐng)域,軌到軌的寬輸出擺幅可以大大改善系統(tǒng)的信噪比等關(guān)鍵性能指標,對于推動寬帶大擺幅高速差分放大器的進一步研究及應(yīng)用具有十分重要的意義。