索宇超,張 博,楊永寶,艾雄雄,鄧 斌,王 杰

(西安工程大學(xué) 電子信息學(xué)院，陜西 西安 710600)

0 引 言

永磁直線同步電機(PMLSM)可直接將電能轉(zhuǎn)換成直線運動，其具有結(jié)構(gòu)簡單、響應(yīng)速度快等優(yōu)點，因此廣泛應(yīng)用于智能機器人、計算機數(shù)控、XY平臺等自動化設(shè)備中[1-3]。然而，PMLSM是一個多變量、非線性、不可確定的對象[4-5]。由于采用直接驅(qū)動方式，減少了中間緩沖機構(gòu)，使很多不確定的因素作用于PMLSM上，如控制系統(tǒng)的參數(shù)變化和負載擾動。因此，改善PMLSM動態(tài)軌跡跟蹤及補償是十分重要的。

滑?？刂?SMC)在電機控制領(lǐng)域有著廣泛的應(yīng)用，具有極大的優(yōu)越性。當系統(tǒng)到達滑模面時，通過滑模切換法保證系統(tǒng)狀態(tài)變量達到平衡點位置，系統(tǒng)狀態(tài)不易受參數(shù)變化和負載擾動等不利因素的影響[6]。但較大的控制增益會帶來嚴重的抖振現(xiàn)象，并且存在響應(yīng)速度慢的問題[7]。為了減少抖振，提高系統(tǒng)響應(yīng)速度，國內(nèi)外學(xué)者提出了不同的滑模趨近律控制算法抑制系統(tǒng)抖振現(xiàn)象。文獻[8]設(shè)計了變指數(shù)趨近律方法，通過冪次項和指數(shù)項可以加快到達滑模面，但當負載擾動過大時，系統(tǒng)的精度會變差。文獻[9]提出了模糊指數(shù)趨近律，基于模糊規(guī)則，重新定義切換功能，減弱系統(tǒng)抖振，但該種方法僅存在于理論研究中。文獻[10]中提出的一種新型SMC采取了邊帶寬趨近的方式，并通過引進反雙曲正弦函數(shù)等特征，比較有效地抑制了系統(tǒng)抖振。但系統(tǒng)受到較大參數(shù)變化時，系統(tǒng)響應(yīng)速度變慢，跟蹤精度變差。

綜上所述，本文提出了一種基于新型趨近律的全局快速終端SMC方法。該算法采用新型全局快速終端滑動模態(tài)，并在結(jié)合傳統(tǒng)的冪次滑模趨近律的基礎(chǔ)上引入Fal函數(shù)設(shè)計的控制器進行位置跟蹤，以減少系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差，提高系統(tǒng)響應(yīng)速度，改善系統(tǒng)抖振現(xiàn)象。同時采用所設(shè)計的干擾觀測器估計PMLSM控制系統(tǒng)的負載擾動，實現(xiàn)系統(tǒng)的前饋補償，并對觀測的誤差進行補償，以增強魯棒性，提高系統(tǒng)的動態(tài)性能。最后通過仿真分析驗證本文所提控制方法的擾動補償能力、位置跟蹤誤差和系統(tǒng)的魯棒性。

1 PMLSM數(shù)學(xué)模型

PMLSM伺服系統(tǒng)[11-13]大多數(shù)是一種非線性、不可確定的系統(tǒng)，為了降低其控制難度，對PMLSM伺服系統(tǒng)進行矢量定向控制，即采用d軸電流id=0的磁場定向控制，電磁推力方程簡化為

Fe=kfiq

(1)

PMLSM運動方程為

(2)

式中:M為動子質(zhì)量；v為動子速度；B為黏滯摩擦系數(shù)；Fs為負載擾動及系統(tǒng)摩擦力等不確定的因素總和。

為了簡化系統(tǒng)分析，忽略系統(tǒng)摩擦，PMLSM系統(tǒng)的運動方程為

(3)

定義狀態(tài)變量：

(4)

由式(3)、式(4)得到狀態(tài)方程為

(5)

式中:u為系統(tǒng)的控制輸入,u=iq；y為系統(tǒng)輸出位置信號；x0為給定的位置參考信號。

2 控制器設(shè)計

2.1 滑動模態(tài)函數(shù)設(shè)計

基于新型趨近律的全局快速終端SMC PMLSM伺服系統(tǒng)的控制策略框圖如圖1所示。定義PMLSM位置與速度誤差分別為

e=x1-xs

(6)

(7)

式中：x1為電機實際位置信號;xs為能夠跟蹤任意給定輸出的位置信號。

針對結(jié)構(gòu)復(fù)雜線性SMC的系統(tǒng)趨近律設(shè)計,需要構(gòu)建適合的線性滑模切換面，在此基礎(chǔ)上設(shè)計SMC函數(shù)，改善控制器系統(tǒng)運行軌跡促使其以更加快速平滑的方式沿著滑模面運動。傳統(tǒng)的快速終端SMC方法中，假設(shè)整個系統(tǒng)狀態(tài)均處于逐步接近或近似平衡狀態(tài)時，與非線性快速滑動模態(tài)的收斂速度相比，線性滑動模態(tài)的收斂速度明顯更快。

圖1 基于新型趨近律的全局快速終端PMLSM伺服系統(tǒng)控制策略框圖

綜合考慮線性滑動模態(tài)與快速終端滑動模態(tài)，定義新型全局快速終端滑模面：

(8)

式中:k1和k2>0；α和β為正奇數(shù)且β>α。

系統(tǒng)狀態(tài)到達滑模面時(s=0)，有：

(9)

由式(9)得：

(10)

(11)

式(11)解為

(12)

當t=0時，C=y(0)，式(12)變?yōu)?/p>

(13)

系統(tǒng)的收斂時間為t,式(13)變?yōu)?/p>

(14)

由于k1和k2>0,α和β為正奇數(shù)且β>α,y(0)=e(0)(β-α/β),則在滑動模態(tài)基礎(chǔ)上，任意從初始狀態(tài)e(0)≠0收斂到平衡滑動狀態(tài)e=0的收斂時間為

(15)

式(15)在確定了滑模面和其參數(shù)時，系統(tǒng)的跟蹤誤差就可以保證在有限時間周期內(nèi)沿滑模面收斂為0。

2.2 新型滑模趨近律控制設(shè)計

趨近律能使系統(tǒng)從初始狀態(tài)收斂到滑模面，并保證系統(tǒng)狀態(tài)在滑模面上，選取合適的趨近律可以在相同抖振下，更快地趨近于0，減少系統(tǒng)抖振[14-15]。

為了更合理地設(shè)計SMC從而采用冪次趨近律。冪次趨近律表達式定義為

(16)

式中：k>0;0

當系統(tǒng)狀態(tài)在遠離滑模面時，通過調(diào)整?值可以保證整個系統(tǒng)的運動狀態(tài)能以一種相對較大的速度趨近于滑模面;當系統(tǒng)狀態(tài)趨近滑動模態(tài)時，調(diào)整?值促使系統(tǒng)具有較小幅度變化的控制增益，從而降低抖振。

由以上分析可知，冪次趨近律雖然可以在一定程度上增加趨近速度，但接近滑模面時，系統(tǒng)抖振嚴重，滑模增益為0時，影響系統(tǒng)的魯棒性。

為了提高PMLSM伺服系統(tǒng)的動態(tài)品質(zhì)，進一步削弱系統(tǒng)抖振。本文在冪次趨近律的基礎(chǔ)上進行改進，改進后的新型趨近律表達式為

(17)

利用Fal函數(shù)進行平滑處理，F(xiàn)al函數(shù)的表達式為

(18)

式中：ε>0;0<δ<1;0<γ<1。

使用Fal函數(shù)代替開關(guān)函數(shù)促使系統(tǒng)運動過程在滑模面上趨近原點時更加簡單和平滑，依據(jù)s函數(shù)值的變化情況對系統(tǒng)趨近速率實時動態(tài)地調(diào)整，降低系統(tǒng)抖振。Fal(s)、雙曲正切函數(shù)、sat(s)以及sign(s)運動軌跡示意圖如圖2所示。

圖2 Fal(s)、雙曲正切函數(shù)、sat(s)和sign(s)的運動軌跡示意圖

對式(8)兩邊同時求導(dǎo)，并將式(5)、式(6)、式(7)和式(17)全部代入，得到控制率u為

(19)

為了提高PMLSM控制精度，在SMC外采用干擾觀測器對系統(tǒng)擾動等進行前饋補償，估計外部擾動ds，提高系統(tǒng)的抗干擾能力。

2.3 干擾觀測器設(shè)計

觀測器是用估計輸出與實際輸出的差值對估計值進行修正，因此可以將干擾觀測器設(shè)計為[16]

(20)

(21)

對式(21)進行微分方程求解得：

(22)

3 系統(tǒng)穩(wěn)定性分析

(23)

將式(17)代入式(23)得：

(24)

根據(jù)以上理論分析，基于新型趨近控制器的式(19)可以寫為

(25)

4 仿真分析

基于以上理論，設(shè)計出了基于新型趨近律的全局快速終端SMC。為了證明本文所提新型趨近律的全速快速終端SMC策略的有效性與準確性，對PMLSM驅(qū)動位置控制系統(tǒng)設(shè)計進行仿真分析，PMLSM的各項參數(shù)如表1所示。

表1 電機參數(shù)

控制器的各項參數(shù)為k1=40,k2=30,α=1.8,β=1.5,k=14.8,ε=0.5,δ=0.5,γ=0.5,?=0.8。

為了驗證本文所提出的控制策略，與傳統(tǒng)的冪次趨近律進行比較，傳統(tǒng)冪次趨近律如下：

u=iq=

(26)

4.1 輸入位置信號為正弦波信號

為了驗證所設(shè)計控制器的跟蹤性能，位置信號設(shè)定為1.5 mm、頻率為1.5 Hz。在4 s時施加外部擾動，其值為40 N，基于傳統(tǒng)的冪次趨近律和本文提出的控制方法，位置跟蹤誤差曲線如圖3所示。圖4和圖5分別為基于傳統(tǒng)冪次趨近律與本文所提出控制方法的位置誤差曲線。由圖4可知，傳統(tǒng)冪次趨近律控制方法的位置誤差在電機剛運行時上升到0.28 mm，并且出現(xiàn)了跳躍，在0.5 s時誤差逐漸接近0。在4 s時，突加外部擾動40 N，位置誤差突然增加到5 mm，在4.12 s左右穩(wěn)定，但穩(wěn)定在0.2 mm附近，并伴隨抖振。由圖5可知，本文提出控制方法的位置誤差在電機剛運行時，位置誤差在0.12 mm，在0.2 s時誤差逐漸趨于穩(wěn)定。在4 s時，突加外部擾動40 N，位置誤差增加到2 mm，在4.09 s時穩(wěn)定在0附近。因此,本文所提出的新型趨近律全局快速終端SMC方法，其位置跟蹤精度高，魯棒性強。

圖3 正弦波信號位置跟蹤曲線

圖4 正弦波下傳統(tǒng)冪次趨近律位置誤差曲線

圖5 正弦波下本文所提方法位置誤差曲線

4.2 輸入位置信號為階躍信號

位置給定信號為1.5 mm，保持其他參數(shù)不變的情況下，在3 s時給定外部擾動，為40 N。本文提出的控制算法與傳統(tǒng)冪次趨近律控制算法位置跟蹤曲線如圖6所示。從圖6可以看出，本文提出的控制方法在0.3 s跟蹤到給定位置信號，而傳統(tǒng)冪次趨近律控制算法在0.1 s有一個跳躍在0.5 s跟蹤到給定位置信號，本文提出的控制方法時間響應(yīng)更快。

圖6 階躍信號控制系統(tǒng)位置跟蹤曲線

基于傳統(tǒng)冪次趨近律控制方法與本文提出的控制方法所設(shè)計的位置控制器，其位置誤差曲線圖如圖7和圖8所示。從圖7可知，當系統(tǒng)突加40 N外部擾動時，基于傳統(tǒng)冪次趨近律控制算法的位置誤差迅速增大到6 mm，在4.14 s時能跟蹤到給定位置信號。從圖8可知，本文提出的控制算法在4 s加外部擾動時，位置誤差增大到3.8 mm，最終在4.12 s跟蹤到給定位置，且平穩(wěn)運行。通過圖7與圖8可知，本文提出的控制算法在突加外部擾動時位置誤差更小，跟蹤位置響應(yīng)速度更快。

圖7 階躍信號下傳統(tǒng)冪次趨近律位置誤差曲線

圖8 階躍信號下本文所提方法位置誤差曲線

4.3 輸入位置信號為梯形波信號

選取周期為2 s的梯形波參考軌跡作為位置輸入信號，如圖9所示?；趥鹘y(tǒng)冪次趨近律控制方法與本文所提出的方法，位置跟蹤的誤差曲線如圖10和圖11所示。從圖10可以看出，基于傳統(tǒng)冪次趨近律控制方法位置誤差在-0.08～0.11 mm。從圖11可以看出，本文提出的控制方法位置誤差在-0.03～0.08 mm。由此說明本文提出的控制方法具有更好的魯棒性，位置誤差也較小。

圖9 輸入位置給定信號

圖10 梯形波下傳統(tǒng)冪次趨近律位置誤差曲線

圖11 梯形波下本文所提方法位置誤差曲線

5 結(jié) 語

針對同時具有參數(shù)變化和外部負載擾動特性的PMLSM位置伺服控制系統(tǒng)，為了改善其位置伺服控制系統(tǒng)的性能，本文主要利用改進的滑模趨近律設(shè)計PMLSM伺服系統(tǒng)的位置控制器。由于外部的負載和擾動變化等不確定因素帶來的影響，設(shè)計干擾觀測器，對外部擾動進行估計，通過前饋補償減少誤差。用李雅普諾夫函數(shù)證明了控制器設(shè)計的合理性和系統(tǒng)穩(wěn)定性，并證明了其在有限時間內(nèi)收斂。通過仿真分析，與傳統(tǒng)冪次趨近律控制方法相比，本文所提新型滑模趨近律控制方法，有效地提高了系統(tǒng)的位置跟蹤精度和響應(yīng)速度，增強了系統(tǒng)的抗擾動性能。