孫佳威，張麗萍，林蘇斌，黃華清

(1.福州大學(xué)電氣工程與自動(dòng)化學(xué)院，福建 福州 350108；2.福建省福芯電子科技有限公司，福建 福州 350009)

0 引言

開關(guān)電源體積小、重量輕且具有較高的電能轉(zhuǎn)換效率的特點(diǎn)，近幾年開關(guān)電源技術(shù)廣泛應(yīng)用于國民經(jīng)濟(jì)各個(gè)領(lǐng)域.由于功率半導(dǎo)體器件高頻開關(guān)的工作特性，使得開關(guān)電源工作過程中往往伴隨著較大的電壓跳變和電流紋波，帶來了嚴(yán)重的電磁干擾問題.電磁兼容特性是開關(guān)電源的一項(xiàng)重要性能指標(biāo)，也是開關(guān)電源技術(shù)研究的一個(gè)主要熱點(diǎn)[1-3].

文獻(xiàn)[4-6]從噪聲源角度出發(fā)，通過軟開關(guān)技術(shù)、頻率調(diào)制技術(shù)、無源(和有源)門級(jí)控制技術(shù)，文獻(xiàn)[7-13]從噪聲耦合路徑出發(fā)，通過添加電磁干擾(electromagnetic interference,EMI)濾波器、調(diào)整印刷線路板布局、元件優(yōu)化設(shè)計(jì)、平衡技術(shù)等方法研究電磁干擾的抑制方法，并取得較好的噪聲抑制效果.但目前的研究主要針對單一電路拓?fù)涞膯渭?jí)電路[14-17]，對于由多個(gè)電路拓?fù)錁?gòu)成的相對復(fù)雜的多級(jí)電路的電磁兼容特性分析及噪聲抑制方法的研究較少.多級(jí)電路一般有多個(gè)噪聲源，這些噪聲源的頻率、幅值、相位一般存在較大的差異，其具體的數(shù)值由各個(gè)電路拓?fù)涞拈_關(guān)工作狀態(tài)決定.這些噪聲源通過各自的噪聲傳輸路徑產(chǎn)生噪聲電流，在線性阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)(line impedance stabilization network,LISN)的等效電阻上形成噪聲電壓.多級(jí)電路的噪聲頻譜形成機(jī)理復(fù)雜、影響因素多[18-19]，分析其電磁兼容特性，厘清噪聲形成機(jī)理，對分析開關(guān)電源的電磁兼容特性并進(jìn)一步采取噪聲抑制措施具有重要意義.

本研究以PFC(功率因素校正電路,power factor correction)+LLC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)開關(guān)電源為研究對象，分析共模噪聲傳輸機(jī)理，給出傳導(dǎo)共模主要噪聲源的辨識(shí)方法.在此基礎(chǔ)上，進(jìn)一步提出在傳導(dǎo)共模噪聲傳輸過程中磁元件可視為共模濾波器的新觀點(diǎn).在理論分析基礎(chǔ)上，為了抑制電路的共模噪聲，通過優(yōu)化磁元件繞組排布、繞制反相繞組等方式改善磁元件的傳導(dǎo)共模EMI濾波特性.最后通過一臺(tái)音頻功放電源樣機(jī)，驗(yàn)證了理論分析的正確性和噪聲抑制方法的有效性.

1 傳導(dǎo)共模噪聲傳輸機(jī)理

交錯(cuò)并聯(lián)PFC電路+半橋LLC電路的共模噪聲傳輸路徑如圖1所示.圖1由LISN、EMI濾波器、交錯(cuò)并聯(lián)PFC電路以及半橋LLC電路組成.圖中，L1、L2、C1、C2、C3、C4、R1、R2構(gòu)成了LISN的等效電路；在EMI濾波器中CY1、CY2、CY3、CY4為Y電容，CX1、CX2為X電容；L3為共模扼流圈并以它的漏感作為差模電感；在交錯(cuò)并聯(lián)PFC電路中D1～D4為整流橋二極管，L4、L5為PFC電感，Q1、Q2為開關(guān)管，D5、D6為續(xù)流二極管，Cin1、Cin2分別為PFC電路的輸入、輸出濾波電容；半橋LLC電路由開關(guān)管Q3、Q4，諧振電感Lr，諧振電容Cr，LLC變壓器T，全波整流二極管D7、D8以及輸出濾波電容Co構(gòu)成.

圖1 交錯(cuò)并聯(lián)PFC+半橋 LLC電路共模噪聲傳輸路徑Fig.1 CM noise transmission path of interleaved parallel PFC+ half-bridge LLC circuit

圖1中A點(diǎn)和B點(diǎn)是交錯(cuò)并聯(lián)PFC電路的電位跳變點(diǎn)，CQ1為A點(diǎn)總的對地分布電容(包括開關(guān)管Q1、二極管D5對大地的分布電容以及電感L4外層導(dǎo)體對大地的分布電容等)，CQ2為B點(diǎn)總的對地分布電容(包括開關(guān)管Q2、二極管D6對大地的分布電容以及電感L5外層導(dǎo)體對大地的分布電容等).根據(jù)電磁兼容理論，共模噪聲是由電路中電位跳變點(diǎn),通過其對地分布電容對大地形成的位移電流.因此，圖1中交錯(cuò)并聯(lián)PFC電路主要存在icm1和icm2這兩路共模噪聲.第1路共模噪聲icm1由電位跳變點(diǎn)A，通過CQ1、LISN、L/N線形成噪聲回路.第2路共模噪聲icm2由電位跳變點(diǎn)B，通過CQ2、LISN、L/N線形成噪聲回路.C點(diǎn)、D點(diǎn)和E點(diǎn)是半橋LLC電路的電位跳變點(diǎn)，CQ3為C點(diǎn)總的對地分布電容,Cps為變壓器原邊繞組對副邊的分布電容，Csp1、Csp2為LLC變壓器兩個(gè)副邊繞組對原邊的分布電容，Csg為LLC電路副邊地對機(jī)殼的分布電容.圖1所示半橋LLC電路主要存在icm3、icm4、icm5、icm6這4路共模噪聲電流.其中第3路共模噪聲icm3由電位跳變點(diǎn)C，通過CQ3、大地、LISN、L/N線形成噪聲回路.第4路共模噪聲icm4由變壓器原邊通過Cps、Csg(在實(shí)際開關(guān)電源中，常在副邊地和大地間接Y電容，此時(shí)Csg即為所接的Y電容)、大地、LISN、L/N線形成的噪聲回路.第5路共模噪聲icm5是由電位跳變點(diǎn)D通過Csp1、C0、Csg、大地、LISN、L/N線形成的噪聲回路.第6路共模噪聲icm6是由電位跳變點(diǎn)E通過Csp2、C0、Csg、大地、LISN、L/N線形成的噪聲回路.

圖2 交錯(cuò)并聯(lián)PFC+半橋 LLC電路共模噪聲等效模型Fig.2 CM noise equivalent model of interleaved parallel PFC+ half-bridge LLC circuit

在明確交錯(cuò)并聯(lián)PFC+半橋LLC電路共模噪聲傳輸路徑基礎(chǔ)上，為了便于分析，根據(jù)替代定理，建立如圖2所示的交錯(cuò)并聯(lián)PFC+半橋LLC電路的共模噪聲等效模型.圖中，uQ1、uQ2為交錯(cuò)并聯(lián)PFC電路的噪聲源，uQ3為半橋LLC電路的原邊噪聲源,uD7、uD8為半橋LLC電路的副邊噪聲源，RCM為LISN的共模等效電阻,uCM為LISN等效電阻的噪聲電壓.

由圖2可見，由交錯(cuò)并聯(lián)PFC電路產(chǎn)生的共模噪聲中，icm1、icm2(無濾波器時(shí))可近似表示為：

(1)

由半橋LLC電路產(chǎn)生的共模噪聲中，icm3、icm4、icm5、icm6(無濾波器時(shí))可近似表示為：

(2)

2 傳導(dǎo)共模主要噪聲源辨識(shí)

開關(guān)電源的EMI噪聲是由電路中所有噪聲源共同作用產(chǎn)生的.一般而言，由多級(jí)電路構(gòu)成的開關(guān)電源中均有多個(gè)噪聲源.以圖2的噪聲等效模型為例，在交錯(cuò)并聯(lián)PFC+半橋LLC電路中共有5個(gè)噪聲源.每一個(gè)噪聲源產(chǎn)生的共模電流都會(huì)通過其共模傳輸路徑阻抗在LISN等效電阻上形成噪聲電壓.噪聲頻譜體現(xiàn)的是所有噪聲源在各個(gè)頻率點(diǎn)產(chǎn)生的共模噪聲電流在LISN等效電阻上產(chǎn)生的噪聲電壓的矢量疊加.因各個(gè)噪聲源幅值、頻率、相位的差異，噪聲頻譜呈現(xiàn)的噪聲峰值往往主要取決于開關(guān)電源中某一級(jí)電路的噪聲.因此，通過實(shí)驗(yàn)測試獲得原始噪聲，并基于噪聲頻譜，結(jié)合開關(guān)電源實(shí)際工況可準(zhǔn)確辨識(shí)開關(guān)電源的主要噪聲源.

為了簡要說明主要噪聲源的辨識(shí)過程，以一款音頻功放電源(電路拓?fù)錇榻诲e(cuò)并聯(lián)PFC+LLC電路)為實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，說明主要噪聲源辨識(shí)的流程.樣機(jī)主要電路參數(shù)：前級(jí)交錯(cuò)并聯(lián)PFC電路，輸入電壓Uin(AC 220 V)，輸出電壓Uo1(DC 380 V)，開關(guān)頻率75 kHz；后級(jí)半橋LLC電路，輸入電壓Uin1(DC±190 V),輸出電壓Uo2(DC 90 V)，開關(guān)頻率90 kHz.采用R&S的高頻電流探頭EZ-17，以電流法測試原始共模噪聲，測量的原始共模噪聲頻譜如圖3所示.

從圖3的共模噪聲頻譜可看出，噪聲頻譜在270、450、630 kHz等頻率點(diǎn)存在明顯的噪聲峰值點(diǎn)，這些頻率點(diǎn)與樣機(jī)的半橋LLC電路開關(guān)頻率的倍頻一致，因此可以判斷樣機(jī)的主要共模噪聲是由半橋LLC電路產(chǎn)生的.因此，在分析噪聲時(shí)可先主要關(guān)注半橋LLC電路.為了簡化分析，先忽略PFC電路產(chǎn)生的共模噪聲的影響.此時(shí)，圖2的噪聲等效模型可簡化為圖4所示的半橋LLC電路共模噪聲傳輸模型.

圖3 原始共模噪聲頻譜Fig.3 Spectrum of original CM noise

圖4 半橋LLC電路共模噪聲傳輸模型Fig.4 CM noise transmission model of half-bridge LLC circuit

由圖4可見，4路噪聲是影響噪聲頻譜峰值的主要因素.由式(2)可見，icm3、icm4、icm5、icm6的大小與各部分的噪聲源電位(uQ3、uD7、uD8)、分布電容(CQ3、Cps、Csp1、Csp2)、副邊地對大地分布電容的噪聲電壓uCsg、LISN等效電阻的噪聲電壓uCM密切相關(guān).因共模噪聲電流一般較小，量級(jí)為μA數(shù)量級(jí)，其在LISN等效電阻上的電壓降相對于噪聲源電位可忽略不計(jì).同時(shí)，實(shí)際工程應(yīng)用中常在LLC變壓器副邊地與機(jī)殼(大地)間接Y電容，Y電容的容值(幾nF)一般遠(yuǎn)大于變壓器內(nèi)部傳導(dǎo)共模噪聲的有效電容(幾pF)，此時(shí)Y電容上的噪聲電壓相對于噪聲源電位也可忽略不計(jì)，因此，式(2)可進(jìn)一步近似簡化為：

(3)

共模噪聲抑制中，滿足安規(guī)標(biāo)準(zhǔn)的要求時(shí)，將散熱片接電路的電位靜電點(diǎn)，可屏蔽開關(guān)管通過散熱片經(jīng)對地分布電容的共模噪聲(圖4、5中的icm3).此時(shí)，電路的共模噪聲主要由icm4、icm5、icm6決定.由式(3)可見，Cps、Csp1、Csp2是影響原始共模噪聲的最關(guān)鍵因素，而Cps、Csp1、Csp2的大小均與LLC變壓器密切相關(guān)，因此，有必要進(jìn)一步深入探討LLC變壓器的共模噪聲抑制特性.

3 磁元件共模EMI濾波特性分析

3.1 LLC變壓器共模EMI濾波特性分析

圖5 LLC變壓器共模濾波特性等效模型Fig.5 CM filter equivalent model of LLC transformer

LLC變壓器共模濾波特性等效模型如圖5所示.由圖5可見，半橋LLC電路中噪聲源uQ3直接施加在變壓器的原邊繞組，uD7直接施加在變壓器的一組副邊繞組上，uD8直接施加在變壓器的另一組副邊繞組上.這幾個(gè)噪聲源產(chǎn)生的共模噪聲電流(icm4、icm5、icm6)均是通過變壓器內(nèi)部的分布電容(Cps、Csp1、Csp2)傳輸?shù)?同時(shí)，由圖5所示的共模噪聲傳輸角度來看，變壓器分布電容的等效阻抗與EMI濾波器中共模濾波器件的阻抗都屬于共模噪聲傳輸路徑的阻抗參數(shù)，調(diào)整其阻抗參數(shù)均可達(dá)到噪聲抑制的效果.因此，LLC變壓器實(shí)質(zhì)上可視為共模濾波器.

在圖5中，3個(gè)噪聲源均位于LLC變壓器的原、副邊繞組端口.根據(jù)電磁感應(yīng)定理，3個(gè)噪聲源在數(shù)值上應(yīng)滿足變壓器原、副邊變比的關(guān)系.若將LLC變壓器視為共模濾波器，當(dāng)原邊的噪聲源給定的情況下，兩組副邊繞組將感應(yīng)出分布在副邊繞組的噪聲電位(即為副邊繞組的噪聲源電位).在變壓器原、副邊繞組噪聲電位共同作用下，通過電場耦合，在副邊繞組上產(chǎn)生感應(yīng)電荷，形成共模噪聲電流.因此，變壓器原邊噪聲電位uQ3給定時(shí)，變壓器副邊繞組的感應(yīng)電荷Q可表示為：

(4)

式中：C0為變壓器原、副邊繞組的相鄰層的層間結(jié)構(gòu)電容；A為變壓器繞組窗口的高度；Δu為變壓器原、副邊繞組相鄰層的層間電位差.

表征變壓器共模噪聲抑制能力的共模端口有效電容為：

(5)

流經(jīng)變壓器總的共模噪聲電流，可表示為：

(6)

由式(4)～(6)可見，流出變壓器的總的共模電流與變壓器原、副邊繞組相鄰層的層間結(jié)構(gòu)電容及變壓器原、副邊繞組相鄰層的層間電位差密切相關(guān).因此，針對性的設(shè)計(jì)繞組結(jié)構(gòu)，改變層間結(jié)構(gòu)電容及原副邊繞組的電位分布，調(diào)整共模端口有效電容，可以改善變壓器的共模噪聲抑制能力.

為了說明變壓器繞組繞制方式對變壓器共模濾波能力的影響，以LLC變壓器為例，繞制了2顆變壓器.變壓器的基本電氣參數(shù)：原邊1個(gè)繞組，副邊兩個(gè)繞組帶中間抽頭；原邊兩層繞制，匝數(shù)為21匝，兩組副邊合起來雙股并繞，兩層繞制，匝數(shù)各10匝；匝比為21∶10∶10；磁芯規(guī)格為PQ3540，原邊和副邊繞組線規(guī)均為利茲線 0.1 mm × 100股.

圖6 LLC變壓器噪聲電位分布示意圖Fig.6 Noise potential distribution diagram of LLC transformer

2顆變壓器的繞組繞制方式如圖6、7所示.其中圖6為變壓器的噪聲電位分布示意圖，圖6中1-2接變壓器原邊，1為原邊電位跳變點(diǎn)，2為原邊電位靜點(diǎn)；3-4接變壓器副邊1，5-4接變壓器副邊2；3為副邊1電位跳變點(diǎn)，5為副邊2電位跳變點(diǎn)，4為副邊電位靜點(diǎn).圖7(a)、(b)分別為1#變壓器和2#變壓器的繞組排布方式示意圖.為了便于表述,將圖7中變壓器繞組各層做如下定義：原邊繞組靠近磁芯那一層定義為p1,原邊繞組靠近副邊繞組那一層定義為p2,副邊繞組1靠近原邊那一層定義為s11,副邊繞組1遠(yuǎn)離原邊那一層定義為s12,副邊繞組2靠近原邊那一層定義為s21,副邊繞組2遠(yuǎn)離原邊那層定義為s22.

由圖7 (a)可見，1#變壓器p1層引出線接原邊電位靜點(diǎn)2，p2層引出線接原邊電位跳變點(diǎn)1，s11層引出線接副邊靜點(diǎn)4，s12層引出線接副邊1電位跳變點(diǎn)3，s21層引出線接副邊2電位跳變點(diǎn)5，s22層引出線接副邊2電位靜點(diǎn)4.在該連接方式下，原邊繞組和副邊繞組1相鄰層的電位差分布從0.5(up-us1)到up，原邊繞組和副邊繞組2相鄰層的電位差分布從0.5(up+us2)到(up+us2)，其中：up為變壓器原邊電壓;us1為變壓器副邊1電壓;us2為變壓器副邊2電壓.由圖7 (b)可見，2#變壓器p1層引出線接原邊電位跳變點(diǎn)1，p2層引出線接原邊電位靜點(diǎn)2，s11層引出線接副邊1電位跳變點(diǎn)3，s12層引出線接副邊1電位靜點(diǎn)4，s21層引出線接副邊2電位靜點(diǎn)4，s22層引出線接副邊2電位跳變點(diǎn)5.在該連接方式下，原邊繞組和副邊繞組1相鄰層的電位差分布從0.5(up-us1)到-us1，原邊繞組和副邊繞組2相鄰層的電位差分布從0.5(up+us2)到0.

圖7 變壓器繞組排布方式示意圖Fig.7 Schematic diagram of winding method of transformer

由原副邊相鄰層的電位分布可計(jì)算1#變壓器的副邊繞組感應(yīng)的凈電荷：

2#變壓器的副邊繞組感應(yīng)的凈電荷：

式中:A為變壓器繞組寬度；C0為原副邊繞組相鄰層的層間電容.

比較式(7)、(8)可見，調(diào)整變壓器繞組的繞制方式,可改變變壓器副邊繞組產(chǎn)生的感應(yīng)凈電荷的大小，1#變壓器的感應(yīng)凈電荷約為2#變壓器的6.6倍.

3.2 PFC電感共模EMI濾波特性分析

圖8 交錯(cuò)并聯(lián)PFC電感的共模濾波等效模型Fig.8 Equivalent model of CM filter of interleaved parallel PFC inductor

在PFC電感上繞制反相繞組是抑制PFC電路共模噪聲常用且有效的方法.為了分析PFC電感的濾波特性，給出圖8所示的繞制反相繞組的交錯(cuò)并聯(lián)PFC電感的共模濾波等效模型.圖8中,L41為在PFC電感L4上繞制的反相繞組，CB1為在連接在L41與大地(機(jī)殼)間的補(bǔ)償電容，L51為在PFC電感L5上繞制的反相繞組，CB2為在連接在L51與大地(機(jī)殼)間的補(bǔ)償電容.

由圖8可見，繞制反相繞組后，若將繞制反相繞組的PFC電感看成理想的反相變壓器，假定反相變壓器其原副邊的匝比為n，此時(shí)流經(jīng)補(bǔ)償電容CB1、CB2的共模電流分別為：

(9)

在繞制反相繞組前后，由交錯(cuò)并聯(lián)PFC電流產(chǎn)生的在LISN等效電阻上的噪聲電壓分別為：

因LISN等效電阻上的噪聲電壓一般遠(yuǎn)小于噪聲源電位，式(10)可進(jìn)一步簡化為：

(11)

因此,在繞制反相繞組后，反相繞組對交錯(cuò)并聯(lián)PFC電路噪聲的抑制效果可表示為：

(12)

可見，可以通過調(diào)整反相繞組的匝數(shù)及補(bǔ)償電容，抑制交錯(cuò)并聯(lián)PFC電路的共模噪聲.繞制反相繞組的PFC電感實(shí)質(zhì)上可視為共模濾波器.

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

圖9 音頻功放電源樣機(jī)Fig.9 Prototype of audio amplifier power supply

以一款音頻功放電源為實(shí)驗(yàn)樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證.樣機(jī)主要電路參數(shù)：前級(jí)交錯(cuò)并聯(lián)PFC電路，輸入電壓uin(AC 220 V)，輸出電壓Uo1(DC 380 V)，開關(guān)頻率75 kHz；后級(jí)半橋LLC電路，輸入電壓Uin1(DC±190 V)，輸出電壓Uo2(DC 90 V)，開關(guān)頻率90 kHz.采用R&S的高頻電流探頭EZ-17，以電流法測試原始共模噪聲.實(shí)驗(yàn)測試時(shí)，采用市電三線接法，變壓器副邊地通過Y電容接大地.樣機(jī)示意圖如圖9所示.

4.1 變壓器對傳導(dǎo)共模噪聲影響的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

將1#變壓器和2#變壓器分別接入實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，測量的共模噪聲頻譜如圖10所示.從圖10可見，在0.15～3.00 MHz頻段范圍內(nèi)，接2#變壓器樣機(jī)的共模噪聲比接1#變壓器樣機(jī)的共模噪聲小約10 dB，實(shí)驗(yàn)測試結(jié)果驗(yàn)證了在共模噪聲傳輸路徑中，變壓器可視為共模濾波器的觀點(diǎn)，通過合理優(yōu)化變壓器繞組的繞制方式可以有效減小共模噪聲.

同時(shí),從接2#變壓器樣機(jī)的噪聲頻譜可見，噪聲頻譜在150、300、450 kHz等頻率點(diǎn)存在明顯的噪聲峰值點(diǎn)，這些頻率點(diǎn)與樣機(jī)前級(jí)交錯(cuò)并聯(lián)PFC電路開關(guān)頻率的倍頻一致.因此,在優(yōu)化變壓器繞組繞制方式后，LLC電路的共模噪聲已經(jīng)小于前級(jí)PFC電路的共模噪聲，此時(shí),主要共模噪聲是由前級(jí)交錯(cuò)并聯(lián)PFC電路產(chǎn)生的，可進(jìn)一步通過PFC電路采取噪聲抑制措施.

4.2 PFC電感對傳導(dǎo)共模噪聲影響的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

在對LLC變壓器優(yōu)化基礎(chǔ)上，為了進(jìn)一步抑制PFC電路的共模噪聲，分別在2顆PFC電感上均勻繞制了5匝反相繞組.測量的共模噪聲頻譜如圖11所示.

由圖11可見,繞制反相繞組后，在0.15～1.00 MHz頻段內(nèi)，噪聲進(jìn)一步降低了約5 dB.實(shí)驗(yàn)測試結(jié)果驗(yàn)證了在共模噪聲傳輸路徑中，PFC電感可視為共模濾波器的觀點(diǎn).通過繞制反相繞組，構(gòu)造反相噪聲源,可改善PFC電感的共模濾波特性，有效減小共模噪聲.

圖10 1#變壓器和2#變壓器共模噪聲對比Fig.10 Comparison of CM noise between transformer 1# and transformer 2#

圖11 反相繞組抑制共模噪聲對比Fig.11 Contrast of CM noise suppressed by inverting winding

同時(shí)需要說明的是：在1～30 MHz頻段內(nèi)，噪聲未有明顯改善.造成這一現(xiàn)象的原因是,反相繞組是通過構(gòu)造反相噪聲源來抵消原始噪聲，在頻率較高的頻段因開關(guān)管振蕩尖峰及電路寄生參數(shù)等因素,使反相噪聲源的相位與原始噪聲源相位在高頻下無法完全反相，從而影響噪聲抑制效果.

5 結(jié)語

1) 開關(guān)電源中，共模噪聲源實(shí)際上是施加在磁元件繞組端口，并通過磁元件的容性分布參數(shù)傳輸?shù)模瑥墓材Ｔ肼晜鬏敊C(jī)理看，磁元件可視為共模濾波器.

2) 通過優(yōu)化設(shè)計(jì)磁元件繞組結(jié)構(gòu)、構(gòu)造反相噪聲源，可改善磁元件的共模噪聲抑制能力.