杜卯春 何利 鄒強(qiáng)

湖南航天磁電有限責(zé)任公司，湖南長(zhǎng)沙 410200

0 前言

模擬電壓信號(hào)（下文稱模擬信號(hào)）作為傳感器輸出形式中的一種，在業(yè)界較為常見。但模擬信號(hào)在遠(yuǎn)距離傳輸時(shí)容易受到各種因素影響，例如電磁噪聲復(fù)雜、劣質(zhì)線材阻抗不均勻、信號(hào)衰減過快等情況。在長(zhǎng)距離傳輸場(chǎng)合時(shí)，干擾的存在大大降低了傳感器的信噪比，嚴(yán)重情況下真正有用信號(hào)將完全淹沒在噪聲干擾中，使得模擬信號(hào)的傳感器應(yīng)用變得十分困難。為減小上述干擾的影響，傳輸線纜屏蔽層應(yīng)保持完整且良好連接，測(cè)量端與采集端進(jìn)行電氣隔離可進(jìn)一步隔絕遠(yuǎn)端噪聲的干擾。將模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換為差動(dòng)數(shù)字信號(hào)后再傳輸可大幅提升其抗干擾能力，也便于隔離傳輸。文獻(xiàn)[1]中提出的思路與本文類似，但其選擇方波的頻率作為模擬信號(hào)幅值的傳輸載體風(fēng)險(xiǎn)較大，受限于專用芯片頻率輸出的精度與穩(wěn)定性，并未采用差動(dòng)形式進(jìn)一步提升抗干擾能力，并且文獻(xiàn)[1]中方案采用光纖作為傳輸媒介，需要專用的電-光轉(zhuǎn)換器，成本較高，不利于廣泛推廣。

1 系統(tǒng)方案工作原理

圖1為傳輸方案系統(tǒng)原理框圖，分別由用于發(fā)送的測(cè)量端與用于接收的采集端組成。電流傳感器輸出的模擬信號(hào)（0～5 V）經(jīng)PWM發(fā)生器調(diào)制后生成一組方波信號(hào)（下文稱PWM信號(hào)），占空比與模擬信號(hào)幅值成比例關(guān)系?？偩€發(fā)送器部分將單路PWM信號(hào)轉(zhuǎn)換為正極性與負(fù)極性兩路互為反向的差動(dòng)信號(hào)，以增強(qiáng)抗干擾能力，便于長(zhǎng)距離傳輸。傳輸電纜使用兩芯雙絞電纜傳輸至采集端，接收端的總線接收器部分將差動(dòng)信號(hào)轉(zhuǎn)換為差動(dòng)單路PWM信號(hào)。最后經(jīng)低通濾波器濾波處理后，可以重新還原為模擬電壓，供A/D采集。

本方案的優(yōu)點(diǎn)在于以下幾個(gè)方面：

（1）模擬信號(hào)采用定頻脈寬調(diào)制原理進(jìn)行轉(zhuǎn)換，在傳輸過程中占空比不易改變，且固定的基頻分量更容易被濾除；

（2）脈寬調(diào)制技術(shù)作為一種離散形式的傳輸形式，功耗更低[2]；

（3）PWM信號(hào)在傳輸過程中采用差動(dòng)模式，可進(jìn)一步提升信噪比，增強(qiáng)抗干擾能力；

（4）發(fā)送端的基頻與接收端的濾波器參數(shù)調(diào)整較為方便，可針對(duì)不同物理量的測(cè)量場(chǎng)合進(jìn)行靈活調(diào)整；

（5）大功率場(chǎng)合下，可將測(cè)量端電路元件使用屏蔽罩遮蓋，可使用帶屏蔽網(wǎng)的雙絞電纜，提升傳輸穩(wěn)定性[3]。

2 電路原理圖及參數(shù)計(jì)算分析

本方案由多個(gè)電路部分組成，其中發(fā)送端的PWM調(diào)制器與接收端的低通濾波器較為重要。圖2為包含PWM調(diào)制電路的信號(hào)發(fā)送端原理圖，圖3為包含低通濾波器電路的信號(hào)接收端原理圖。發(fā)送端內(nèi)PWM信號(hào)單端轉(zhuǎn)差分、接收端內(nèi)PWM信號(hào)差分轉(zhuǎn)單端工作由RS485總線收發(fā)器完成。

為節(jié)約元件數(shù)量，簡(jiǎn)化設(shè)計(jì)，本文選用特定功能專用芯片完成PWM信號(hào)的調(diào)制工作。由于本方案對(duì)PWM信號(hào)的頻率穩(wěn)定性、占空比誤差等要求較高，選用AD公司LTC6992-1作為PWM發(fā)生器。該芯片可輸出的占空比范圍為0%～100%，且只需要簡(jiǎn)單的數(shù)個(gè)電阻即可完成配置，靈活性高。

2.1 PWM調(diào)制電路參數(shù)計(jì)算

圖2為該部分電路的設(shè)計(jì)，由于輸入模擬電壓范圍為0～5 V，而LTC6992輸入電壓范圍只有0～1 V，需預(yù)處理電路，將輸入的模擬電壓精確縮小至原幅值的0.2倍后可被識(shí)別。預(yù)處理電路有著精度高、偏執(zhí)電壓低、噪聲低等要求，選用TI公司的OPA325高精度運(yùn)算放大器搭建。圖2中，U3用于輸入信號(hào)的縮小，預(yù)處理電路的輸入輸出關(guān)系式為：

其中，Vo為U3輸出電壓大??；Analog_IN=Vin，其大小為需要長(zhǎng)傳輸?shù)哪M信號(hào)。

查詢LTC6992數(shù)據(jù)手冊(cè)可知，其頻率響應(yīng)帶寬為輸出頻率的1/10。根據(jù)奈奎斯特理論，為滿足輸入模擬電壓達(dá)到20 kHz的采樣頻率且波形不失真，PWM頻率應(yīng)設(shè)定為：

其中，fout為L(zhǎng)TC6992設(shè)定的輸出PWM信號(hào)頻率；fs為ADC采集系統(tǒng)期望采樣頻率。

圖中R3用于LTC6992內(nèi)部晶振主頻率的設(shè)定，R2、R4用于設(shè)定對(duì)主頻率進(jìn)行分頻后再輸出。LTC6992的輸出頻率可由下式計(jì)算：

其中，NDIV為設(shè)定的分頻系數(shù)，其值等于1；R3=125 kΩ。

2.2 低通濾波電路參數(shù)計(jì)算

圖3為低通濾波器部分的電路設(shè)計(jì)，本方案使用LM6132這款運(yùn)算放大器進(jìn)行RC有源濾波器的搭建。由于發(fā)送端傳感器輸出的模擬信號(hào)頻率較低，一般情況下不超過10 kHz，而信號(hào)在傳輸過程中受到的干擾一般頻率較高，大部分超過100 kHz[4]，因此，本低通濾波器需要將截止頻率設(shè)置在20 kHz。該截止頻率可以有效地將傳輸過程中的干擾噪聲濾除，也能很好地保留被傳輸信號(hào)中的全部信息，便于信號(hào)的還原。

由于一階濾波器幅頻響應(yīng)特性的過渡帶較寬，幅頻特性的最大斜率僅為-20 dB/十倍頻，二階濾波器通過增加一組RC環(huán)節(jié)，可加大衰減斜率至-40 dB/十倍頻。由圖3可知，該有源濾波器為2個(gè)二階低通濾波器串聯(lián)組成。本次的設(shè)計(jì)選擇了保持幅頻特性單調(diào)變化的前提下，通帶內(nèi)特性最為平坦的巴特沃斯逼近結(jié)構(gòu)[5]，其幅頻特性方程為：

其中，n為網(wǎng)絡(luò)階數(shù)；ωc為截止頻率；KP為濾波器增益。n階巴特沃斯低通濾波器的傳遞函數(shù)可由下式確定：

其中，θk=(2k-1)π/(2n)。

由上面2個(gè)公式可得巴特沃斯低通濾波器的幅頻特性及傳遞函數(shù)[6]為：

根據(jù)傳遞函數(shù)與巴特沃斯系數(shù)表查詢可得二階濾波器阻尼分別為α1=0.748與α2=1.848。再根據(jù)下式：

其中，R2與C1、R2與C2為構(gòu)成濾波器兩階的電容電阻；ωc為濾波器期望截止頻率。

二式計(jì)算二階低通濾波器內(nèi)電阻與電容的準(zhǔn)確參數(shù)。參考本方案中各項(xiàng)指標(biāo)，可令Kf=1，ωc=20 kHz，計(jì)算可得：

對(duì) 應(yīng) 圖3中R8、R9、R10、R11、C3、C4、C5、C6。經(jīng) 仿真可知，其幅頻響應(yīng)曲線如圖4所示，由圖中曲線可知該設(shè)計(jì)符合要求。

3 原理仿真驗(yàn)證

本傳輸系統(tǒng)方案的電路結(jié)構(gòu)及參數(shù)計(jì)算確定之后，樣機(jī)制作之前，應(yīng)采用計(jì)算機(jī)仿真手段對(duì)電路結(jié)構(gòu)及參數(shù)進(jìn)行仿真驗(yàn)證。本文方案使用National Instruments公司的Multisim 14.0作為仿真環(huán)境，在其中搭建相關(guān)電路結(jié)構(gòu)，分析驗(yàn)證方案的可行性。

使用仿真環(huán)境中的自帶模型，搭建第2節(jié)中各部分電路設(shè)計(jì)。需要說明的是由于仿真軟件中無LTC6992-1元器件模型，作者使用軟件自帶模型構(gòu)建該型號(hào)的等效模型，使該模型功能、參數(shù)與真實(shí)元器件接近，圖5為Multisim環(huán)境中搭建的信號(hào)傳輸方案模型。

圖5的仿真模型中，XFG2為用于模擬傳感器輸出的模擬信號(hào)，即被傳輸信號(hào)（“sensor”網(wǎng)絡(luò)標(biāo)號(hào)，圖中藍(lán)色標(biāo)識(shí)）；0～5 V范圍，20 kHz。HB1為L(zhǎng)T9662的等效模型，輸入0～1 V的模擬電壓，對(duì)應(yīng)輸出0%～100%占空比的PWM方波（“PWM”網(wǎng)絡(luò)標(biāo)號(hào)，圖中紅色標(biāo)識(shí)）；PWM方波經(jīng)傳輸后通過U3的2個(gè)運(yùn)放單元進(jìn)行低通濾波處理，還原成模擬電壓信號(hào)（“signal”網(wǎng)絡(luò)標(biāo)號(hào)，圖中綠色標(biāo)識(shí)），啟動(dòng)仿真后通過XSC1示波器觀察上述信號(hào)，結(jié)果如圖6所示。

由圖6可知，被測(cè)模擬信號(hào)（波形一）由調(diào)制PWM方波（波形二）傳輸，經(jīng)低通濾波器還原后的模擬信號(hào)（波形三）與原信號(hào)保持一致，無畸變、相移，該傳輸方案正確可行。

4 樣機(jī)實(shí)驗(yàn)結(jié)果

經(jīng)過第3節(jié)的原理仿真，驗(yàn)證方案的可行性后，應(yīng)進(jìn)行設(shè)計(jì)制作該方案的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)PCB。本文使用Altium Designer 19進(jìn)行設(shè)計(jì)工作，PCB采用雙面板設(shè)計(jì)，PCBA實(shí)物圖如圖7所示。

PCBA左側(cè)為發(fā)送端，右側(cè)為接收端，使用兩芯電纜將兩端連接，長(zhǎng)度為50 m。在發(fā)送端的“5V1”與接收端的“5V2”位置處供入5 V電源，“AI”位置處輸入被傳輸模擬信號(hào)（標(biāo)準(zhǔn)正弦信號(hào)100 Hz，0～5 V）。經(jīng)過長(zhǎng)度為40 m的線纜傳輸后，傳輸用PWM信號(hào)將被接收端獲取，經(jīng)濾波處理后，得到被還原的模擬信號(hào)，從“AO”位置處輸出，驗(yàn)證實(shí)驗(yàn)平臺(tái)搭建如圖8所示。

將AI輸入（黃色）的正弦信號(hào)設(shè)定為5 Vp-p，頻率提升至20 kHz，此時(shí)測(cè)量示波器內(nèi)兩波形的幅度，通道2（藍(lán)色）為AO波形，峰-峰值Vp-p約為3.6 V，相位差約為110°，符合圖4低通濾波器頻率響應(yīng)。圖9為20 kHz下AI與AO測(cè)量結(jié)果。

將AI輸入更換為100Hz方波模擬階躍信號(hào)的輸入，通過對(duì)比測(cè)量AI與AO下降沿/上升沿的時(shí)間差，可知其傳輸延時(shí)為27.5 μs，該實(shí)測(cè)結(jié)果滿足設(shè)計(jì)預(yù)期。圖10為方波信號(hào)的AI與AO測(cè)量結(jié)果。

5 結(jié)束語(yǔ)

經(jīng)過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，本傳輸方案對(duì)于頻率在20 kHz內(nèi)的連續(xù)模擬信號(hào)的傳輸效果較好，傳輸延時(shí)主要是由接收端的低通濾波器影響，可通過后期軟件算法的補(bǔ)償進(jìn)行修正，對(duì)控制效果的影響較小。由于在傳輸過程中采用了標(biāo)準(zhǔn)RS485收發(fā)器對(duì)被傳輸PWM信號(hào)進(jìn)行差分轉(zhuǎn)換，使得傳輸線路具備了耐受±16 kV的ESD防護(hù)能力，且差分信號(hào)傳輸形式進(jìn)一步減小了信號(hào)在傳輸過程中被干擾的影響。傳輸系統(tǒng)經(jīng)試驗(yàn)驗(yàn)證，對(duì)于階躍信號(hào)的響應(yīng)小于28 μs，可滿足大部分應(yīng)用場(chǎng)景下的閉環(huán)控制需求。