王自勇,蔣巖茹

(首鋼京唐鋼鐵聯(lián)合有限責(zé)任公司,河北 唐山 063200)

1 引言

光伏并網(wǎng)系統(tǒng)需要直流-交流變換的逆變器，將光伏電池所產(chǎn)生的直流電能轉(zhuǎn)化為與電網(wǎng)同相位、同幅值、同頻率的交流電能輸送給電網(wǎng)，實(shí)現(xiàn)光伏能量的遠(yuǎn)距離輸送。目前，并網(wǎng)逆變器逐漸由傳統(tǒng)的單相、三相橋式逆變器向飛跨電容、二極管箝位和級(jí)聯(lián)型多電平逆變器發(fā)展，逆變器的效率、輸出電壓質(zhì)量均取得較大提高。其中，級(jí)聯(lián)型多電平逆變器因其在輸出相同電平數(shù)時(shí)所需器件最少，易于向更高電平數(shù)擴(kuò)展、控制方便等優(yōu)點(diǎn)在光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中得到關(guān)注，因而也成為研究熱點(diǎn)[1～4]。

隨著 GTO、IGBT 等大功率全控型器件容量的不斷提高，控制芯片快速發(fā)展的同時(shí)，多電平逆變技術(shù)取得了飛速發(fā)展。特別是在其電路結(jié)構(gòu)、控制策略和軟開(kāi)關(guān)技術(shù)方面發(fā)展迅猛，應(yīng)用領(lǐng)域也由單純的直流-交流變換推廣到電力系統(tǒng)無(wú)功補(bǔ)償、柔性交流輸電以及高壓直流輸電等方面[5,6]。

本文在多電平逆變電路的電路結(jié)構(gòu)和工作原理的基礎(chǔ)上，完成了2H橋級(jí)聯(lián)型逆變器的主電路的改進(jìn)設(shè)計(jì)。該電路在輸出相同電平的前提下能夠減少獨(dú)立直流源的數(shù)量，提高電源利用率，以實(shí)現(xiàn)功率單元間器件均壓。在此基礎(chǔ)上搭建逆變器的仿真模型并開(kāi)展仿真實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證所建模型的有效性。

2 逆變電路的工作原理

單相 2H 橋逆變電路結(jié)構(gòu)如圖1所示：

S1與S2、S3與S4為逆變電路兩橋臂上開(kāi)關(guān)狀態(tài)互補(bǔ)的開(kāi)關(guān)對(duì)。在電流i的正半周期，若S3與S2導(dǎo)通，電流流經(jīng)S3、負(fù)載、S2，負(fù)載電壓VL=Vdc，直流電源Vdc輸出電能給負(fù)載；若S4與S2或S3與S1導(dǎo)通，負(fù)載電壓VL=0 ，直流電源不輸出電能給負(fù)載； 若S4與S1導(dǎo)通，電流流經(jīng)S4、負(fù)載、S1，負(fù)載電壓VL=Vdc，負(fù)載回饋電能給直流電源。在電流i的負(fù)半周，若S1與S4導(dǎo)通，負(fù)載電壓VL=Vdc，直流電源輸出電能給負(fù)載；若S4與S2或S3與S1導(dǎo)通，負(fù)載電壓VL=0，直流電源不輸出電能給負(fù)載；若S3與S2導(dǎo)通，負(fù)載電壓VL=Vdc，負(fù)載回饋電能給直流電源。綜上，直流電源在三種開(kāi)關(guān)狀態(tài)下不輸出電能甚至吸收負(fù)載回饋的電能，導(dǎo)致直流電源的利用率偏低。

圖1 單相2H橋逆變電路

若當(dāng)S4與S2或S3與S1導(dǎo)通負(fù)載電壓為零時(shí)，用儲(chǔ)能元件吸收直流電源輸出的電能，當(dāng)電流i的正半周期S4與S1導(dǎo)通、電流i的負(fù)半周S1與S4導(dǎo)通時(shí)，用儲(chǔ)能元件吸收負(fù)載回饋的大部分電能，當(dāng)需要對(duì)負(fù)載輸出時(shí)，讓直流電源與儲(chǔ)能元件一同對(duì)負(fù)載輸出，即可實(shí)現(xiàn)提高直流電源利用率的目的。通過(guò)使用儲(chǔ)能元件，也能減少級(jí)聯(lián)型多電平逆變電路中獨(dú)立電源的數(shù)目[7]。

新型2H 橋級(jí)聯(lián)型逆變電路原理圖如圖 2 所示，該電路將傳統(tǒng)級(jí)聯(lián)型多電平逆變電路中的一個(gè)直流電源用儲(chǔ)能電容替換，利用直流電源輸出的電能和負(fù)載電路回饋的電能給電容充電，在需要時(shí)作為直流電源與原有直流電源一起向負(fù)載輸出，并控制維持充放電平衡，從而保證供電電壓 1∶1∶1，提高直流電源利用率，減少獨(dú)立電源數(shù)量。

圖2 新型 2H 橋級(jí)聯(lián)型逆變電路

3 MHF-PWM調(diào)制策略

混合九電平逆變器中有兩個(gè)電壓相同的低壓?jiǎn)卧c一個(gè)高壓?jiǎn)卧捎秒娖奖容^法雖然調(diào)制策略簡(jiǎn)單且功率器件損耗極低，但是其輸出電壓為階梯波變化，在調(diào)制度過(guò)低時(shí)逆變器將不會(huì)輸出電壓，此外，其輸出電壓也不能隨調(diào)制度線性變化，并不適合于精確的調(diào)速應(yīng)用[7]。文獻(xiàn)[8]在文獻(xiàn)[7]的基礎(chǔ)上對(duì)拓?fù)渲械囊粋€(gè)低壓?jiǎn)卧捎肞WM調(diào)制，其余單元仍舊采用方波調(diào)制，可以實(shí)現(xiàn)輸出電壓與調(diào)制度的線性變化。但是這種調(diào)制方法也存在一部分問(wèn)題，首先便是兩低壓?jiǎn)卧捎陂_(kāi)關(guān)頻率不同導(dǎo)致的溫度不一致問(wèn)題，該問(wèn)題會(huì)使PWM單元更早的因?yàn)榘l(fā)熱而損壞，影響整個(gè)逆變器的使用壽命;其次便是三個(gè)單元仍舊存在輸出功率不均衡的問(wèn)題，在該調(diào)制策略的控制下，隨著調(diào)制度的升高，三個(gè)H橋單元按照低壓PWM單元、低壓方波單元、高壓?jiǎn)卧捻樞蛞来瓮度胧褂茫@就導(dǎo)致在中低調(diào)制度時(shí)只有部分單元在輸出電平，在各個(gè)調(diào)制度下三個(gè)單元輸出的功率不能實(shí)現(xiàn)平衡。文獻(xiàn)[9]提出了一種混合調(diào)制的新思路，即同時(shí)對(duì)兩個(gè)低壓?jiǎn)卧捎肞WM調(diào)制，此方法不但可以解決混合多電平逆變器的電流倒灌問(wèn)題，還可以將原拓?fù)渲绷鱾?cè)電壓比由1∶1∶2提高到1∶1∶3。

為了解決低壓?jiǎn)卧_(kāi)關(guān)頻率與溫度不一致導(dǎo)致的壽命不同問(wèn)題，本章在傳統(tǒng)HF-PWM調(diào)制策略的基礎(chǔ)上對(duì)低壓?jiǎn)卧目刂谱隽诉M(jìn)一步調(diào)整，具體為同時(shí)對(duì)低壓?jiǎn)卧捎肞WM調(diào)制，為了保持低壓?jiǎn)卧拈_(kāi)關(guān)頻率一致，兩低壓?jiǎn)卧獙⒉捎妙l率一致的載波頻率并共用一個(gè)調(diào)制波。為了使兩單元輸出功率也一致，兩個(gè)低壓?jiǎn)卧捎靡葡嗾{(diào)制，由于移相調(diào)制的特性，采用移相調(diào)制的單元可以自發(fā)的實(shí)現(xiàn)功率均衡。經(jīng)過(guò)調(diào)整后的NBIF-PWM調(diào)制策略便可以將原本由H3單元承擔(dān)的開(kāi)關(guān)次數(shù)平分至H2與H3單元中，這樣便可以使兩個(gè)低壓?jiǎn)卧哂邢嘟氖褂脡勖?，同時(shí)兩個(gè)低壓?jiǎn)卧敵龉β室脖３忠恢耓10-15]。

MHF-PWM調(diào)制策略調(diào)制原理如圖3所示，圖中自上至下依次為H1單元調(diào)制原理、H1單元輸出波形uH1, H2和H3單元調(diào)制原理、H2單元輸出波形uH2, H3單元輸出波形uH3及逆變器輸出相電壓uAN波形，圖中a為H1單元在正半周期的開(kāi)通角。調(diào)制波Vm為正弦波，當(dāng)調(diào)制波Vm大于2E，即Vm大于Vcr1時(shí)，H1單元輸出+2E;當(dāng)調(diào)制波Vm小于-2E，即Vm小于Vcr1-時(shí)，H1單元輸出-2E，其他情況下H1單元均不參與輸出，可以看到H1單元輸出電壓uH1為方波且該單元工作在基頻，可以減少高壓?jiǎn)卧拈_(kāi)關(guān)損耗。H2與H3共用一個(gè)調(diào)制波Vm，調(diào)制波Vm，由調(diào)制波Vm減去H1單元的輸出電壓uH1得到。Vcr2.與Vcr-為H2單元的載波，Vcr3與Vcr-是H3單元的載波。4個(gè)載波幅值與頻率均相同，同一單元內(nèi)兩個(gè)互補(bǔ)載波反向?qū)盈B排布，在這四個(gè)載波中Vcr2與Vcr3,Vcr2-與Vcr3-的相位互差180。構(gòu)成移相排布，可以使兩個(gè)單元輸出基波幅值相同。根據(jù)此PS+PD調(diào)制得到的兩單元輸出電壓波形分別為uH2與uH3，可以看到H2與H3單元的輸出電壓均為PWM波，MIF-PWM調(diào)制策略實(shí)現(xiàn)了對(duì)兩低壓?jiǎn)卧腜WM調(diào)制[16～22]。

圖3 MHF-PWM調(diào)制策略原理

3 2H級(jí)聯(lián)型逆變電路建模

為改善級(jí)聯(lián)型逆變電路所需直流電源數(shù)量多，且利用率低的現(xiàn)狀，本文設(shè)計(jì)了高效 2H 橋級(jí)聯(lián)型多電平逆變電路，如圖4所示。電路中用儲(chǔ)能電容代替部分直流電源，通過(guò)設(shè)定開(kāi)關(guān)狀態(tài)使電容電壓維持在直流電源額定值附近，保證輸出波形質(zhì)量。

圖4 新型級(jí)聯(lián)七電平逆變電路仿真

4 仿真結(jié)果及實(shí)驗(yàn)分析

仿真條件：輸入端直流電源為 U=100V，2H 橋模塊選擇 IGBT/Diodes; 觸發(fā)角分別為α=5.5°、α=7.5°、α=9.5°時(shí)，得到如圖5。

圖5 α=5.5°時(shí)輸出波形

仿真輸出電壓的波形均包含7種電平，分別為300 V 、200 V 、100 V 、0 V 、100 V 、200 V、300 V 。隨著觸發(fā)角的變化波形也會(huì)隨之變化，為了進(jìn)一步分析觸發(fā)角的計(jì)算對(duì)輸出電壓質(zhì)量的影響，本文對(duì)不同觸發(fā)角下的輸出波形進(jìn)行諧波分析。觸發(fā)角α分別取α=3.5°、α=5.5°、α=7.5°、α=9.5°、α=11.5°時(shí)，應(yīng)用Simulink 中 powergui 模塊中的快速傅里葉分析模塊(FFT Tools))，分別對(duì)不同觸發(fā)角控制下的輸出波形進(jìn)行分析，仿真結(jié)果如圖 8～圖12所示。

從圖8～圖12中可以看出，在電路其他參數(shù)不變的情況下，電路輸出的電壓波形質(zhì)量隨著觸發(fā)角的變化而變化。當(dāng)觸發(fā)角選取適中時(shí)，輸出電壓波形總諧波含量的值達(dá)到最小。因此，改進(jìn)觸發(fā)角計(jì)算方法，提高觸發(fā)角計(jì)算和控制精度，有助于提高逆變電路輸出電壓的質(zhì)量。

表1 新型逆變電路的工作情況

圖6 α=7.5°時(shí)輸出波形

圖7 α=9.5°時(shí)輸出波形

圖8 α=3.5°時(shí)諧波分析

圖10 α=7.5°時(shí)諧波分析

圖11 α=9.5°時(shí)諧波分析

圖12 α=11.5°時(shí)諧波分析

5 結(jié)論

本文針對(duì)傳統(tǒng)級(jí)聯(lián)型多電平逆變電路直流電源利用率低的缺點(diǎn)，提出一種新型 2H 橋級(jí)聯(lián)型多電平逆變電路結(jié)構(gòu)。搭建 Matlab/Simulink 仿真模型，并在不同觸發(fā)角的條件下對(duì)電路輸出波形形狀及諧波含量進(jìn)行了仿真實(shí)驗(yàn)。結(jié)果證明：只要觸發(fā)角選擇合理，所設(shè)計(jì)的新型2H橋級(jí)聯(lián)型多電平逆變電路能夠起到有效減少獨(dú)立電源數(shù)量，提高電源利用率的效果，適用于光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)。