柯颋，宋興華，王飛，郭志恒，楊拓，郭春霞，韓成成，劉云峰，李振宇

工程與應(yīng)用

5G雙工演進技術(shù)研究

柯颋1，宋興華2，王飛1，郭志恒2，楊拓1，郭春霞1，韓成成2，劉云峰2，李振宇2

（1. 中國移動通信有限公司研究院，北京 100053；2. 北京華為數(shù)字技術(shù)有限公司，北京 100085）

5G新型雙工演進技術(shù)將在TDD頻譜上引入基站側(cè)子帶不重疊全雙工制式，以迎合萬物智聯(lián)和工業(yè)互聯(lián)網(wǎng)對低時延和大上行吞吐量同時提出的更高要求，同時還需要進一步研究并解決基站間交叉時隙干擾問題，使能公網(wǎng)和專網(wǎng)采用不同的TDD上下行時隙配比的組網(wǎng)方式。為滿足5G新型雙工演進技術(shù)的未來部署需求，對TDD宏微異時隙組網(wǎng)和子帶不重疊全雙工制式的潛在部署場景和相關(guān)干擾特征進行了分析和研究，提出潛在可行的干擾抑制方案，并通過鏈路預(yù)算、仿真評估和樣機驗證等形式論證了技術(shù)可行性。

雙工演進；子帶不重疊全雙工；TDD宏微異時隙組網(wǎng)；SBFD

0 引言

數(shù)智化將滲透生產(chǎn)和生活的方方面面，而5G是未來構(gòu)建千億物聯(lián)的重要載體。萬物智聯(lián)，與機器視覺相關(guān)的業(yè)務(wù)（如可穿戴設(shè)備、智慧城市攝像機、云存儲、數(shù)字孿生等）將自下而上產(chǎn)生海量數(shù)據(jù)；工業(yè)互聯(lián)網(wǎng)中生產(chǎn)控制、機器協(xié)作對時延也提出更高要求。構(gòu)建千兆上行和低時延通信能力，是未來5G網(wǎng)絡(luò)使能數(shù)智化升級的共性需求。在5G現(xiàn)網(wǎng)中，已經(jīng)涌現(xiàn)了在智慧港口、智慧鋼鐵和智慧礦山等工廠行業(yè)專網(wǎng)場景中部署大上行網(wǎng)絡(luò)的需求[1]。

當(dāng)前無線通信系統(tǒng)的主流雙工模式包括時分雙工（time division duplex，TDD）和頻分雙工（frequency division duplex，F(xiàn)DD）兩種制式。其中，F(xiàn)DD制式雖然能夠滿足低時延需求，但5G FDD頻譜帶寬受限，因此難以滿足大上行需求；而傳統(tǒng)的TDD制式為了適配公網(wǎng)的大下行業(yè)務(wù)特點，通常采用下行較多的上下行時隙配比，其上行傳輸時長受限，導(dǎo)致上行邊緣速率受限、空口時延較大，難以滿足大上行和低時延需求。

針對5G行業(yè)專網(wǎng)中已經(jīng)涌現(xiàn)的大上行通信需求，國內(nèi)運營商正在考慮和嘗試讓公網(wǎng)和專網(wǎng)在4.9 GHz TDD頻譜上采用不同的上下行時隙配比的組網(wǎng)方式（簡稱TDD宏微異時隙組網(wǎng)），以適配公網(wǎng)和專網(wǎng)對上下行速率的差異性要求。在TDD宏微異時隙組網(wǎng)方式下，公網(wǎng)下行時隙多，專網(wǎng)上行時隙多，在部分時隙上，存在交叉時鏈路干擾（cross-link interference，CLI）。在現(xiàn)有的5G協(xié)議中，只針對終端間（UE-to-UE）CLI問題提出了包括CLI測量和上報在內(nèi)的相關(guān)技術(shù)解決方案[2]，但沒有解決基站間（gNB-to-gNB）CLI問題，導(dǎo)致商用部署面臨挑戰(zhàn)。

為了迎合未來數(shù)智化升級所需的千兆上行和低時延通信能力，還需要進一步挖掘TDD頻譜潛力，解鎖全雙工（full duplex）組網(wǎng)潛力。目前，學(xué)術(shù)界主要聚焦于同時同頻全雙工技術(shù)，即在同一時頻資源上，既有上行傳輸也有下行傳輸[3-16]。同時同頻全雙工技術(shù)有望提升2倍的頻譜效率，但對自干擾抑制能力和組網(wǎng)環(huán)境的交叉鏈路干擾抑制能力提出較高要求，工程實現(xiàn)難度過大。從現(xiàn)有產(chǎn)業(yè)能力出發(fā)，學(xué)術(shù)界近期開始關(guān)注子帶不重疊全雙工技術(shù)[17]。3GPP也在2021年12月召開的RAN#94-e會議上，成功立項新空口（new radio，NR）雙工演進研究課題（Study on evolution of NR duplex operation），探討在TDD頻譜上應(yīng)用基站側(cè)子帶不重疊全雙工（subband non-overlapping full duplex，SBFD）技術(shù)的可行性[18-20]。對于基站側(cè)SBFD，一種可能的資源配置方式如下：在基站側(cè)，在TDD頻譜的同一個時隙里既有上行傳輸也有下行傳輸，但上下行傳輸?shù)臅r頻資源不重疊；在終端側(cè)，其仍然采用TDD制式，但不同終端可能看到不同的TDD幀結(jié)構(gòu)配置。

與TDD制式相比，基站側(cè)SBFD技術(shù)可以顯著增強上行覆蓋能力，提升上行吞吐量，并降低用戶空口時延。對于小區(qū)邊緣用戶UE1，其上行重復(fù)傳輸次數(shù)提升了4倍，因此可顯著增強網(wǎng)絡(luò)上行覆蓋性能；對于有大上行傳輸需求的用戶UE2，可以為其配置更多的上行傳輸資源，因此可提升上行吞吐量；對于時延敏感用戶UE3，可以為其配置較短的TDD幀結(jié)構(gòu)周期，以此降低空口等待時延和HARQ（hybrid automatic repeat request）反饋時延，滿足工業(yè)互聯(lián)網(wǎng)低時延要求，同時還有助于提升用戶感知吞吐量（user perceived throughput，UPT）。

綜上，5G新型雙工演進技術(shù)目標包括：解決基站間交叉鏈路干擾問題，使能TDD宏微異時隙組網(wǎng)方式，滿足運營商的短期部署需求；探討基站側(cè)SBFD組網(wǎng)技術(shù)可行性，以迎合萬物智聯(lián)和工業(yè)互聯(lián)網(wǎng)對低時延和大上行吞吐量同時提出的更高要求，滿足運營商的中長期部署需求。

1 潛在部署場景和干擾情況

基站側(cè)SBFD技術(shù)可能在低頻段FR1或高頻段FR2部署，其潛在部署場景包括：城區(qū)宏蜂窩、城區(qū)微蜂窩、室內(nèi)熱點場景、異構(gòu)網(wǎng)場景和中繼場景等。在一些部署場景中，可能還存在SBFD網(wǎng)絡(luò)與同運營商TDD網(wǎng)絡(luò)同信道共存（co-channel coexistence）以及SBFD網(wǎng)絡(luò)與異運營商TDD網(wǎng)絡(luò)相鄰信道共存（adjacent-channel coexistence）等情況。潛在SBFD部署場景及干擾情況如圖1所示。

同運營商組網(wǎng)情況有以下3種場景。

（1）場景1

所有基站都升級支持SBFD制式，且采用相同的子帶資源配置，以避免出現(xiàn)較強的子帶內(nèi)交叉鏈路干擾（intra-subband CLI）問題（參見圖1中g(shù)NB1和gNB2配置）。與傳統(tǒng)的TDD網(wǎng)絡(luò)相比，新增3種干擾類型，分別是：①基站側(cè)的自干擾SI（self-interference），②同信道基站間的子帶間CLI；③同信道同小區(qū)或鄰小區(qū)終端間的子帶間CLI。

（2）場景2

所有基站都升級支持SBFD制式，但不同基站可能采用不同的子帶資源配置，以適配不同應(yīng)用場景中差異化的上下行速率要求。

（3）場景3

部分基站升級支持SBFD制式，而部分未升級的基站仍然采用傳統(tǒng)的TDD制式（參見圖1中g(shù)NB2和gNB3配置），這可能是出于運營商成本的考慮，也是基站功能升級的必經(jīng)部署階段。與場景1相比，場景2和場景3額外引入兩種干擾類型，分別是：④同信道基站間的子帶內(nèi)CLI；⑤同信道鄰小區(qū)終端間的子帶內(nèi)CLI。

而在異運營商基站鄰頻共存場景中，一家運營商的基站升級支持基站SBFD制式，而另一家運營商仍然采用傳統(tǒng)的TDD制式（參見圖1中g(shù)NB2和gNB4配置）。除了基站側(cè)的自干擾SI之外，還需要關(guān)注⑥相鄰信道基站間CLI和⑦相鄰信道終端間CLI的影響。

SBFD配置可能受運營商共存情況影響，異運營商共存場景分析與TDD頻譜使用情況如圖2所示。如果SBFD運營商的頻譜兩側(cè)都有TDD異運營商共存，最好把上行子帶配置在頻譜中間，以緩解異運營商間鄰頻干擾（如圖2（a）所示）；如果SBFD運營商頻譜的一側(cè)有異運營商共存，那么可以把上行配置在遠離異運營商頻譜的一側(cè)（如圖2（b）所示）。如果SBFD運營商獨享一段頻譜，那么SBFD配置不需要考慮運營商之間的鄰頻干擾的影響。

圖2 異運營商共存場景分析與TDD頻譜使用情況

3GPP在Release 16（Rel-16）NR交叉鏈路干擾處理和遠端干擾管理（WID on cross link interference (CLI) handling and remote interference management (RIM) for NR）課題[1]中對干擾類型⑤進行了充分研究，并且完成了包括CLI測量和上報在內(nèi)相關(guān)標準化工作[21-23]。與干擾類型⑤相比，干擾類型③相對更弱些，因此可借鑒干擾類型⑤的抑制技術(shù)。3GPP還對干擾類型⑥、⑦的影響進行了充分研究，并且形成了技術(shù)報告TR 38.828[24]。綜上，本文不贅述對干擾類型③、⑤、⑥和⑦的抑制技術(shù)。后文將針對3類新的干擾類型①、②、④探討干擾抑制技術(shù)和性能，進而論證TDD宏微異時隙組網(wǎng)和基站側(cè)SBFD組網(wǎng)的技術(shù)可行性。

2 干擾抑制方法和可行性分析

2.1 干擾抑制能力要求

TDD基站收/發(fā)機（transceiver）架構(gòu)干擾情況示意圖如圖3所示。為防止接收機阻塞和防止上行解調(diào)譯碼性能嚴重惡化，需對自干擾（干擾干擾類型①）和同信道基站間CLI（包括干擾類型②、④）抑制目標提出一定要求。

圖3 TDD基站收/發(fā)機架構(gòu)干擾情況示意圖

宏基站干擾宏基站、微基站干擾微基站和宏基站干擾微基站時的防阻塞干擾抑制能力要求見表1。

表1 防阻塞干擾抑制能力要求

2.2 現(xiàn)有TDD基站收/發(fā)機的干擾抑制能力

在TDD宏微異時隙組網(wǎng)場景中，當(dāng)考慮天線波束成形增益、空間傳播損耗、建筑物墻體穿透損耗和陰影衰落等影響時，TDD基站收/發(fā)機架構(gòu)干擾類型④（同信道基站間的子帶內(nèi)CLI干擾）的抑制能力見表3?？梢姡?dāng)宏微基站間距為50 m、100 m和200 m時，現(xiàn)有TDD基站收/發(fā)機可以滿足室內(nèi)受擾微基站的防阻塞干擾抑制要求，但不能滿足總的干擾抑制要求。

表2 TDD基站收/發(fā)機架構(gòu)下同信道基站間的子帶內(nèi)CLI抑制能力

在基站側(cè)SBFD組網(wǎng)場景中，在圖3所示的TDD基站收/發(fā)機中，收/發(fā)器共用一套天線，收/發(fā)鏈路之間僅通過環(huán)形器隔離。環(huán)形器可提供大約20 dB的天線域自干擾隔離度，基帶數(shù)字信號處理（如數(shù)字域濾波器）可提供大約45 dB的子帶間干擾抑制能力。

干擾類型①（基站側(cè)的SI）抑制能力見表3?，F(xiàn)有TDD基站收/發(fā)機不能滿足宏基站和微基站的防阻塞干擾抑制要求和總的干擾抑制要求。

表3 TDD基站收/發(fā)機架構(gòu)下的SI抑制能力

干擾類型②（同信道基站間的子帶間CLI）抑制能力見表4。對于站間距為350 m的室外宏基站而言，現(xiàn)有TDD基站收/發(fā)機不能滿足子帶間CLI的防阻塞干擾抑制要求和總的干擾抑制要求，而對于站間距為20 m的室內(nèi)微基站而言，現(xiàn)有TDD基站收/發(fā)機可以滿足子帶間CLI的防阻塞干擾抑制要求，但不能滿足總的干擾抑制要求。

表4 TDD基站收/發(fā)機架構(gòu)下的同信道基站間的子帶間CLI抑制能力

2.3 干擾抑制技術(shù)增強和可行性分析

2.3.1 TDD宏微異時隙組網(wǎng)場景

（1）干擾抑制技術(shù)增強

波束成形技術(shù)可以抑制基站間CLI（gNB-to-gNB CLI），其原理是利用多天線空間自由度設(shè)計預(yù)編碼和/或接收向量，實現(xiàn)干擾信號和目標信號的信號子空間的正交化?；诓ㄊ尚蔚慕徊骀溌犯蓴_抑制方法包括接收端干擾抑制和收/發(fā)端聯(lián)合干擾抑制，本文僅對接收端干擾抑制方案進行介紹。

1）波束成形：接收端干擾抑制（interference rejection combining，IRC）算法

在宏微異時隙組網(wǎng)場景中，宏基站生成下行預(yù)編碼矩陣時僅考慮本小區(qū)內(nèi)的用戶，所以下行用戶信號在微基站方向會存在一定增益，對微基站在相同時隙內(nèi)的上行接收造成干擾。為了降低干擾對微基站上行接收性能的影響，一種方案是在微基站生成IRC接收矩陣時額外考慮宏基站，由于新的聯(lián)合生成的接收矩陣利用多天線空間自由度和干擾空間有色特性來抑制同頻干擾，可獲得額外的干擾消除增益。

異配比干擾表示為：

鄰小區(qū)干擾表示為：

步驟3 上行用戶信號經(jīng)MMSE-IRC均衡后，估計信號：

對于IRC接收機，不同的干擾協(xié)方差相關(guān)矩陣估計或者測量方法會造成上行多用戶接收和抗鄰區(qū)干擾的性能差異。

2）干擾估計和用戶信道估計

干擾抑制方案需要進行準確的干擾估計和用戶信道估計，干擾估計包括干擾功率估計和干擾協(xié)方差估計，前者包含干擾強度信息，后者不僅包含干擾強度信息，還包含干擾信號空間特征。

● 基站間干擾測量協(xié)方差方案：解調(diào)參考信號和靜默資源

基于靜默資源（muting resource element，Muting RE）的干擾測量方案是在微基站上行傳輸時預(yù)留部分資源不發(fā)任何上行信號，僅用于站間干擾測量。在進行干擾測量時，還需要考慮宏基站下行控制信道和數(shù)據(jù)信道等不同信道和信號對微基站干擾可能的情況?；谏鲜隹紤]，提出一種解調(diào)參考信號（demodulation reference signal，DMRS）和Muting RE聯(lián)合設(shè)計的導(dǎo)頻圖案，DMRS和Muting RE資源聯(lián)合設(shè)計如圖4所示。在圖4（a）中，用于干擾測量的RE不發(fā)任何上行數(shù)據(jù)和信號。圖4（b）是一種多端口的DMRS導(dǎo)頻圖案示例。

圖4 DMRS和Muting RE資源聯(lián)合設(shè)計

根據(jù)Muting RE的資源，微基站可以較為精準地測量干擾協(xié)方差矩陣，利用MMSE-IRC接收機對干擾進行抑制。

●自適應(yīng)干擾抑制

本文提出aIRC和eIRC兩種技術(shù)方案分別增強對PDCCH（physical downlink control channel）干擾和PDSCH（physical downlink shared channel）干擾的抑制。aIRC的原理是對一個時隙里的前2個OFDM（orthogona1frequency division multiplexing）符號部分RE進行UL靜默并進行干擾協(xié)方差的估計，估計出PDCCH干擾信號，均衡模塊對前2個符號及其他符號進行獨立均衡。eIRC的原理是通過宏微導(dǎo)頻協(xié)同分配，進行宏基站干擾的信道估計，從而獲得顯式的下行干擾協(xié)方差估計，抑制PDSCH的干擾。

aIRC和eIRC都是通過RE靜默來實現(xiàn)的。在一個RB（resource block）中（12個子載波×14個OFDM符號），假設(shè)第一個符號1/3的RE資源靜默，用來估計PDCCH的干擾。DMRS占用2個符號，DMRS所在的2個符號中有1/3的RE資源靜默，用來估計PDSCH宏干擾的顯示Ruu。因此，靜默RE資源的系統(tǒng)開銷損失為7.14%。

（2）可行性分析

1）鏈路預(yù)算

gNB-gNB CLI對網(wǎng)絡(luò)性能的影響可以由鏈路預(yù)算給出初步分析，具體結(jié)果見表5。

從表5可知：當(dāng)宏基站距離微基站50 m時，宏基站對微基站的干擾強度為?46.1 dBm，小于一般的阻塞功率閾值?35 dBm，不會導(dǎo)致接收機阻塞。當(dāng)用戶距離室內(nèi)微基站12 m且宏基站和微基站距離為50～200 m時，室內(nèi)上行用戶的SINR（signal to interference plus noise ratio）大于0而且隨著用戶與室內(nèi)微基站距離的拉近而不斷增加，同時接收機靈敏度惡化大約從40.9 dB降到29.0 dB。從以上鏈路預(yù)算來看，如果能夠通過一定技術(shù)手段降低來自宏基站的交叉鏈路干擾，那么該系統(tǒng)將可以提供可觀的上行容量。室內(nèi)上行用戶鏈路預(yù)算見表6。

表5 宏微基站間CLI鏈路預(yù)算

2）性能評估

本節(jié)通過仿真評估了與TDD異配比的性能，包括基于Muting資源干擾協(xié)方差估計的IRC的上行接收性能。

● 仿真場景和參數(shù)

在工廠中3個宏基站與18個微基站共存的情況下，宏基站和微基站的TDD配置分別為DDDSU和DSUUU（D表示下行時隙，U表示上行時隙，S表示特殊時隙）。其他仿真配置參數(shù)見表7。

● 仿真結(jié)果

基于Muting資源的干擾測量在不同估計粒度情況的性能增益如圖5所示。圖5中的“4RB、2RB、0.5RB”表示干擾協(xié)方差估計粒度為4RB、2RB、0.5RB，理想估計表示干擾信息在微基站側(cè)是理想已知的。通過降低干擾協(xié)方差估計粒度，可以帶來明顯的性能提升。異配比場景下，相比于4RB估計粒度，0.5RB估計粒度的小區(qū)平均吞吐量有38%的增益，小區(qū)邊緣吞吐量有67%的增益。4 RB估計粒度時，相比于同配比，異配比的小區(qū)平均吞吐量有249.8%的增益，小區(qū)邊緣吞吐量有260.5%的增益。

表6 室內(nèi)上行用戶鏈路預(yù)算

圖5 基于Muting資源的干擾測量的性能評估

3）樣機驗證

本節(jié)給出了具備干擾消除特性樣機的測試結(jié)果，驗證了aIRC和eIRC的算法性能。相比于前2符號靜默Mute方案（即靜默前兩個完整符號用以估計宏基站的PDCCH信號），aIRC方案僅靜默首符號的1/3 RE資源估計宏基站PDCCH信號，減少了干擾估計的資源開銷。對以上兩種方案的容量性能的測試，可得出aIRC方案相比前2符號Mute方案的性能增益，記為aIRC增益。aIRC算法相對前2符號Mute方案的性能增益如圖6所示。

表7 仿真參數(shù)

圖6 aIRC算法相對前2符號Mute方案的性能增益

從圖6可以看到，相比前2符號Mute方案，樣機實測得到的aIRC增益為1.13～1.16倍，這說明相對于前2符號Mute方案，aIRC方案將容量性能提升了1.13～1.16倍。

通過對eIRC與IRC兩種方案的容量的測試，給出了eIRC方案相比IRC方案在總?cè)萘可系男阅茉鲆?，記為eIRC增益，其中，IRC接收機是在不使用靜默資源的情況下進行干擾協(xié)方差估計。圖7給出了在不同網(wǎng)絡(luò)配置下，eIRC增益相對干擾抬升（interference over thermal，IOT）的變化趨勢。從圖上可以看到，相比IRC方案，樣機實測得到的eIRC增益為1.03～3.16倍，且IOT越大增益越大，這不僅說明相對于IRC方案，eIRC方案可以大幅度提升容量性能，也驗證了通過宏微導(dǎo)頻協(xié)同分配實現(xiàn)宏干擾的顯示干擾協(xié)方差估計方法可以大幅度抑制PDSCH的干擾。

圖7 eIRC相比于IRC的性能增益

在宏微異配比場景中，宏微同頻干擾是制約性能的瓶頸。通過鏈路預(yù)算可以看出，在微基站處來自宏基站下行信號的干擾與接收的室內(nèi)UE上行信號的功率相當(dāng)，而且宏基站下行信號干擾功率小于阻塞功率閾值，不會造成接收機阻塞?？偟膩碚f，宏基站干擾對微基站性能影響有限，結(jié)合標準和算法能有效增強干擾抑制能力，保證微基站接收到的上行信號能夠?qū)箒碜院昊镜母蓴_，這使得宏微異配比可以提供期望的上行容量。

2.3.2 基站側(cè)SBFD組網(wǎng)場景

（1）干擾抑制技術(shù)增強

新型的SBFD干擾抑制收/發(fā)器架構(gòu)示意圖如圖8所示，為了有效抑制基站側(cè)自干擾SI和同信道基站間的子帶間CLI干擾，SBFD基站可以采用收/發(fā)分離的高隔離天線面板，并且在收/發(fā)鏈路中采用子帶射頻濾波器。其中，高隔離天線采用了隔離墻和電磁帶隙（electromagnetic band gap）兩種去耦結(jié)構(gòu)，天線隔離度可達55 dB。子帶射頻濾波器可以同時抑制自干擾SI和基站間的子帶間CLI干擾，考慮到過渡帶帶寬、小型化和成本約束，目前業(yè)界可實現(xiàn)約30 dB的子帶間干擾抑制能力。

（2）可行性分析

1）鏈路預(yù)算

新型的SBFD干擾抑制收/發(fā)器架構(gòu)下的自干擾抑制能力見表8，對于自干擾抑制而言，新型的SBFD干擾抑制收/發(fā)器架構(gòu)大約能提供85 dB防阻塞干擾抑制能力（收/發(fā)分離天線和射頻子帶濾波器）和130 dB總的干擾抑制能力（收/發(fā)分離天線、射頻子帶濾波器和基帶數(shù)字信號處理），可以滿足微基站的自干擾抑制能力要求，但與宏基站的自干擾抑制要求存在一定差距。

表8 新型的SBFD干擾抑制收/發(fā)器架構(gòu)下的自干擾抑制能力

新型的SBFD干擾抑制收/發(fā)器架構(gòu)的同信道基站間的子帶間CLI干擾能力見表9，對室外宏基站而言，新型的SBFD干擾抑制收/發(fā)器架構(gòu)大約可提供107.8 dB防阻塞干擾抑制能力（空間傳播損耗和射頻子帶濾波器）和152.8 dB總的干擾抑制能力（空間傳播損耗、射頻子帶濾波器和基帶數(shù)字信號處理），而對于室內(nèi)微基站，大約可提供98.7 dB防阻塞干擾抑制能力和143.7 dB總的干擾抑制能力，宏基站和微基站都能滿足同信道基站間的子帶間CLI干擾抑制能力要求。

圖8 新型的SBFD干擾抑制收/發(fā)器架構(gòu)示意圖

表9 新型的SBFD干擾抑制收/發(fā)器架構(gòu)的同信道基站間的子帶間CLI干擾能力

綜上，本文提出的新型的SBFD干擾抑制收/發(fā)器架構(gòu)可以滿足室內(nèi)微基站的自干擾抑制能力要求、基站間子帶間CLI干擾抑制能力要求和室外宏基站的基站間子帶間CLI干擾抑制能力要求，但不能滿足室外宏基站的自干擾抑制能力要求。即在室內(nèi)微基站場景中，本文所提出的新型的SBFD干擾抑制收/發(fā)器架構(gòu)在技術(shù)上是可行的。

2）樣機驗證

本節(jié)通過樣機驗證基站側(cè)SBFD制式帶來的時延降低性能。例如一部分帶寬配置為4:1，另外一部分帶寬配置1:4，用以實現(xiàn)降低終端的業(yè)務(wù)時延。

基站側(cè)組網(wǎng)及參數(shù)如下：場地面積為2 000 m2，pRRU采用16個頭端，頭端間隔為12 m × 12 m，時隙配比為2:3或4:1，特殊子幀為6:4:4，頭端pRRU（pico remote radio unit）掛高9.7 m。網(wǎng)絡(luò)部署和pRRU頭端部署如圖9所示。

5G工業(yè)以太網(wǎng)總線測試儀可以模擬PLC（programmable logical controller）/I/O（input & output）設(shè)備在4 ms內(nèi)發(fā)送和接收數(shù)據(jù)包，并可以統(tǒng)計PLC到I/O或I/O到PLC的時延。此外，還可以對鏈路的可靠性進行統(tǒng)計分析。具體樣機驗證如圖10所示。

在樣機測試中，發(fā)包長度為64 byte，發(fā)包周期為4 ms，協(xié)議采用PROFInet。測試結(jié)果通過SBFD組網(wǎng)最終可以達到4 ms時延。具體測試結(jié)果如圖11所示。

通過圖11可以看到，通過實際測試發(fā)現(xiàn)如果不使用子帶雙工技術(shù)，采用4:1配比情況下在滿足99.99%～99.999%的情況下，時延在8 ms量級，而引入子帶雙工后在滿足99.999%可靠性的前提下，時延可以做到4 ms，SBFD技術(shù)的引入空口時延得到降低。

在基站側(cè)SBFD組網(wǎng)場景中，主要受基站側(cè)的SI和同信道基站間的子帶間CLI干擾。為了有效抑制上述干擾，SBFD基站可以采用收/發(fā)分離的天線面板，并且在收/發(fā)鏈路中采用子帶射頻濾波器。通過鏈路預(yù)算可以看出，至少在室內(nèi)微基站場景中，本文所提出的新型的SBFD干擾抑制收/發(fā)器能夠滿足子帶間CLI干擾的防阻塞干擾抑制要求和總的干擾抑制要求，保證殘余干擾信號功率低于基站噪底7 dB以上（折合接收機靈敏度惡化量小于0.8 dB），這使得SBFD系統(tǒng)可以提供期望的性能增益，包括增強上行覆蓋能力、提升上行吞吐量和降低用戶空口延時等。

圖9 網(wǎng)絡(luò)部署和pRRU頭端部署

圖11 測試結(jié)果：實時時延和統(tǒng)計時延CDF

3 結(jié)束語

為了使能TDD宏微異時隙組網(wǎng)方式，滿足運營商的短期部署需求，本文提出了多種基站間CLI干擾抑制算法（如靜默資源測量干擾、IRC接收機抑制干擾等）。鏈路預(yù)算、仿真評估和樣機驗證顯示，本文提出的干擾抑制方案可有效抑制宏基站對微基站的CLI干擾，確保宏微異配比可以提供期望的上行容量。

為了迎合萬物智聯(lián)和工業(yè)互聯(lián)網(wǎng)對低時延和大上行吞吐量同時提出的更高要求，滿足運營商的中長期部署需求，本文詳細分析了基站側(cè)子帶不重疊全雙工（SBFD）制式的潛在部署場景和典型干擾特征，并且提出了一種包括收/發(fā)分離的高隔離天線面板和子帶射頻濾波器在內(nèi)的新型的SBFD干擾抑制收/發(fā)器架構(gòu)。鏈路預(yù)算顯示該架構(gòu)至少能夠在室內(nèi)微基站場景中滿足全雙工干擾抑制能力要求，有望獲得增強上行覆蓋能力，提升上行吞吐量和降低用戶空口時延等性能增益。本文進一步通過原型樣機驗證了基站側(cè)SBFD制式可以顯著降低用戶空口時延，滿足工業(yè)互聯(lián)網(wǎng)的低時延能力要求。

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Study on evolution of NR duplex operation

KE Ting1, SONG Xinghua2, WANG Fei1, GUO Zhiheng2, YANG Tuo1,GUO Chunxia1, HAN Chengcheng2, LIU Yunfeng2, LI Zhenyu2

1. China Mobile Research Institute, Beijing 100053, China 2. Beijing Huawei Digital Technologies Co., Ltd., Beijing 100085, China

Subband non-overlapping full duplex (SBFD) at gNB side within a conventional TDD band was considered as a key feature of 5G-Advanced to fulfill the challenging requirements of low latency and high uplink throughput emerging in vertical industry and industrial internet. Meanwhile, gNB-to-gNB cross-link interference handling needed to be enhanced to enable different TDD configurations for both public network (Macro) and vertical network (Micro) applied in the same frequency band. With a thorough analysis on the interference characteristic in the potential deployment scenarios for both different TDD configurations and subband non-overlapping full duplex, various feasible interference handling schemes to fulfill the challenging deployment requirements for vertical industry and industrial internet were presented, and the feasibility of above duplex enhancement schemes was checked via link budget, simulation and proof-of-concept prototype.

duplex evolution, subband non-overlapping full duplex, different TDD frame structure in the same frequency band, SBFD

TP393

A

10.11959/j.issn.1000－0801.2022050

2022?01?10；

2022?03?15

柯颋（1982? ），男，博士，中國移動通信有限公司研究院高級工程師，主要從事5G物理層標準研究等工作。

宋興華（1982? ），男，博士，現(xiàn)就職于北京華為數(shù)字技術(shù)有限公司，主要從事5G物理層標準技術(shù)、接入回傳一體化、NTN等工作。

王飛（1986? ），男，現(xiàn)就職于中國移動通信有限公司研究院，主要從事5G物理層標準研究等工作。

郭志恒（1979?），男，博士，現(xiàn)就職于北京華為數(shù)字技術(shù)有限公司，主要從事5G物理層標準技術(shù)研究等工作。

楊拓（1992? ），男，中國移動通信有限公司研究院工程師，主要從事5G物理層標準研究等工作。

郭春霞（1991? ），女，中國移動通信有限公司研究院工程師，主要從事5G射頻標準研究方向以及頻譜策略研究等工作。

韓成成（1992? ），男，北京華為數(shù)字技術(shù)有限公司高級工程師，主要從事5G物理層標準技術(shù)和雙工技術(shù)研究等工作。

劉云峰（1992? ），男，博士，北京華為數(shù)字技術(shù)有限公司高級工程師，主要從事5G物理層標準技術(shù)和雙工技術(shù)研究等工作。

李振宇（1983? ），男，現(xiàn)就職于北京華為數(shù)字技術(shù)有限公司，主要從事非授權(quán)/局部授權(quán)頻譜技術(shù)、5G行業(yè)應(yīng)用系統(tǒng)技術(shù)研究等。