任曉飛 王瓊 賀雙

（中國電波傳播研究所,青島 266107）

引言

由于無線信號空間傳輸?shù)膹?fù)雜性，為了抗多徑衰落效應(yīng)，雙極化天線被廣泛應(yīng)用于無線通信中.在信號監(jiān)測領(lǐng)域應(yīng)用中，監(jiān)測天線要具備水平和垂直雙極化同時接收能力，并且需要寬帶、高隔離度等特性.雙極化天線形式多種多樣，包括貼片天線、磁電偶極子、縫隙天線和正交偶極子天線等.其中正交偶極子天線隔離度高、方向圖穩(wěn)定，被廣泛應(yīng)用和研究.Zengdi Bao 等人利用強耦合技術(shù)設(shè)計了同軸線直接饋電的新型雙極化天線[1].在此基礎(chǔ)上，學(xué)者們對這種寬帶正交偶極子天線進一步設(shè)計改進，設(shè)計研究了圓弧形、蝶形以及四葉草形雙極化正交偶極子天線[2-5]，此類交叉偶極子天線具有一定的寬帶特性，但是相對帶寬基本維持在50%左右，僅僅能夠支持通信頻段應(yīng)用.

為了進一步提升天線工作帶寬，部分學(xué)者采用在振子臂結(jié)構(gòu)上進行L 形加載或環(huán)形嵌套加載[6-8]和在振子外進行高頻或低頻的寄生加載[9-11]等方法展寬天線帶寬.這種類型的加載是通過引入的枝節(jié)產(chǎn)生新的諧振頻帶，通過控制加載枝節(jié)的尺寸靈活調(diào)整諧振頻段，通過諧振疊加產(chǎn)生寬帶模式的輻射.另外，通過饋電結(jié)構(gòu)的改善也能在一定程度上展寬帶寬，如通過將饋電結(jié)構(gòu)變形為Γ 形或者Y 形[12-14]，調(diào)節(jié)阻抗匹配，以展寬帶寬，但其還不足以覆蓋到L 和S 波段寬波段，難以滿足實際的更大帶寬需求.同時，這種類型的帶寬展寬方法往往只能改善駐波帶寬，到高頻時輻射方向圖會產(chǎn)生分裂，也很難用在信號寬帶監(jiān)測領(lǐng)域.

本文針對實際通信信號寬帶監(jiān)測需求，在雙極化共享臂(dual-polarized shared-dipole，DPSD)天線[15]內(nèi)部空間增加共享折合支節(jié)結(jié)構(gòu)，形成雙極化共享折合臂(dual-polarized shared-folded-dipole，DPSFD)天線，在整個天線外形尺寸不增加情況下，有效擴展了天線工作帶寬.理論和實測數(shù)據(jù)表明：天線可工作在1.6～4 GHz，雙極化隔離度優(yōu)于22 dB，增益可達8.3 dBi.天線尺寸僅為最低工作頻率波長的28%，遠小于半波十字交叉振子天線.該雙極化天線具有小尺寸、超寬帶、高隔離度特點，可用于移動通信信號寬帶無線電監(jiān)測系統(tǒng)中.

1 天線原理及展寬帶寬機理

DPSD 天線通過振子臂的復(fù)用使另外一個極化的振子臂長度達到二分之一波長[15].圖1 是DPSD天線的等效電路圖，為了清楚描述天線工作原理，將整個天線拆分成4 個振子臂進行分析.

圖1 DPSD 天線等效電路圖Fig.1 Equivalent circuit for the DPSD antenna

假設(shè)端口1 和端口3 受到電壓為Vp1和Vp3的射頻信號激勵，其中：

在振子臂1、振子臂4、振子臂2 和振子臂3 的末端，電壓值分別為其中：α和 β 是幅度系數(shù)；θ 和 γ是相應(yīng)的延遲相位.因此，端口2 和端口4 處的電壓值為：

對于對稱的DPSD 天線，4 個臂的長度相同，并且端口1 和端口3 以等幅同相信號激勵.因此有：

這意味著，當(dāng)端口1 和端口3 以等幅同相的信號激勵時，其他兩個端口(端口2 和端口4)處的電壓為零.對于天線來說，從端口1 發(fā)送到端口3 的信號在端口2 和端口4 處相互抵消.因此，共享臂天線不僅具有高隔離度的特性，還達到振子臂的共享復(fù)用.

普通結(jié)構(gòu)的DPSD 天線工作帶寬有限，為了滿足實際寬帶監(jiān)測需求，通過對稱加載共享折合枝節(jié)，等效增加天線寬度，降低天線的Q 值，從而實現(xiàn)天線帶寬的展寬.另外通過采用漸變型振子結(jié)構(gòu)，進一步改善天線阻抗平穩(wěn)特性，形成DPSFD 天線，天線模型如圖2 所示.

圖2 寬帶DPSFD 天線模型Fig.2 The model of the wideband DPSFD antenna

在寬帶監(jiān)測應(yīng)用中，除了考慮天線阻抗特性，還需要考慮天線方向圖特性.為了實現(xiàn)定向方向特性，在天線背面增加反射板，來實現(xiàn)定向波束.在寬帶工作中，反射板到天線之間距離不宜過大，否則在高頻段天線波束會分裂，不能滿足實際需求；距離過近，低頻段阻抗特性難以滿足要求.在滿足高頻波束的前提下，低頻阻抗特性通過加載耦合線枝節(jié)來調(diào)整優(yōu)化低頻駐波特性.

2 天線設(shè)計與性能分析

根據(jù)實際寬帶監(jiān)測的指標(biāo)要求，提出了寬帶DPSFD 天線，通過優(yōu)化共享折合臂長度和天線距反射板距離，來實現(xiàn)天線寬帶工作能力.提出的DPSFD天線的設(shè)計參數(shù)如表1 所示，該天線結(jié)構(gòu)配置圖如圖3 所示.其中a1、a2為振子臂長度，w1為雙線傳輸線寬度，d為雙線傳輸線間距，L1和w2為加載的耦合線的長度和寬度.天線采用介質(zhì)基板為0.8 mm 厚的Rogers 4003，其介電常數(shù)為3.55.天線整體結(jié)構(gòu)在介質(zhì)板兩面蝕刻中心對稱的折合振子臂，通過金屬過孔使介質(zhì)板兩面振子電連接形成振子臂的復(fù)用.

表1 DPFSD 天線結(jié)構(gòu)參數(shù)Tab.1 Parameters of the wideband DPFSD antenna structure mm

圖3 DPSFD 天線結(jié)構(gòu)Fig.3 Configuration of wideband DPSFD antenna

折合振子相對于普通振子，具有更好的阻抗帶寬[16].將共享臂天線中的振子利用折合振子來設(shè)計，形成新型的DPSFD 天線，天線結(jié)構(gòu)演化過程如圖4所示.調(diào)整折合臂的長度，可以得到需要帶寬的特性.天線其他參數(shù)如表1 所示，圖5 給出了僅有共享折合臂長度a2變化下，天線電壓駐波比(voltage standing wave ratio,VSWR)結(jié)果.可以看出：隨著a2的縮減，諧振點也隨之向高頻方向偏移；采用共享折合臂，天線帶寬得到明顯的展寬.圖6 給出了a2變化下，天線的增益特性曲線.從仿真結(jié)果可以看到，a2變化下增益變化比較小，且相對于無折合臂情況，增益隨頻率變化更加平穩(wěn).

圖4 增加共享折合臂的天線結(jié)構(gòu)Fig.4 Antenna construction of increasing folded shared-dipole

圖5 折合臂長度a2 對VSWR 的影響Fig.5 The influence of length a2 of folded shared-dipole on VSWR

圖6 折合臂長度a2 對增益的影響Fig.6 The influence of length a2 of folded shared-dipole on gain

振子天線通過添加金屬反射板實現(xiàn)單向波束輻射，反射板的高度一般為四分之一波長.圖7 給出了DPSFD 天線其他參數(shù)不變情況下，僅有距反射板高度H變化后的仿真結(jié)果.從優(yōu)化過程可以看到，高度大于33 mm 后，高頻增益急速下降，這主要是由于高頻距離反射板高度過大，天線方向圖裂瓣造成的.高度過低時，雖然增益曲線較為平穩(wěn)，但是天線駐波抬高，整體往高頻移動.兼顧增益和駐波，最終選擇天線距離反射板高度為33 mm.

圖7 反射板高度H 對VSWR 與增益的影響Fig.7 The influence of reflector height H on VSWR and gain

為了解決反射板距振子的小間距引起的低頻駐波惡化問題，在傳輸線附近增加耦合線，來改善低頻段的匹配.增加耦合線，等效于在傳輸線上跨接一個阻抗調(diào)節(jié)枝節(jié)，通過調(diào)節(jié)耦合枝節(jié)位置來進行阻抗變化，從而達到調(diào)節(jié)天線駐波的目的.如圖8 所示，w2為耦合線的寬度，Ld1為耦合線距傳輸線的距離.

圖8 增加枝節(jié)耦合線的天線結(jié)構(gòu)Fig.8 Antenna construction of increasing parasitic coupler elements

圖9 給出了耦合線寬度w2變化對駐波特性的影響，圖10 給出了耦合線距傳輸線距離Ld1變化對駐波特性的影響.可以看出：通過增加耦合線，可以有效改善天線低頻駐波特性；w2變化對帶內(nèi)駐波影響較小；Ld1變大，頻段內(nèi)駐波曲線向高頻擴展，改善了高頻駐波.通過參數(shù)優(yōu)化，最后確定Ld1為3 mm、w2為1 mm 時能達到較好的阻抗匹配結(jié)果.

圖9 耦合線寬度w2 對VSWR 的影響Fig.9 The influence of coupler width w2 on VSWR

圖10 耦合線距傳輸線距離Ld1 對VSWR 的影響Fig.10 The influence of distance between coupler and transmission line Ld1 on VSWR

通過參數(shù)優(yōu)化的仿真結(jié)果分析可以看出，提出的DPSFD 天線能夠有效地展寬帶寬，工作帶寬可達1.6～4 GHz.說明本文設(shè)計的新型天線具有明顯的帶寬優(yōu)勢.

3 仿真與實測結(jié)果

通過HFSS 軟件對天線參數(shù)的仿真優(yōu)化，對該天線進行實物加工與測試，得到天線實物如圖11 所示.該天線印刷在厚度為0.8 mm 的 Rogers 4003 介質(zhì)板兩面，反射板采用1.5 mm 厚的鋁板，天線直接使用帶有SMA 頭的同軸電纜焊接在天線的饋電點處.天線和反射板使用20 mm 高的六角尼龍柱固定在一起.

圖11 寬帶DPSFD 天線實物圖Fig.11 Photograph of the broadband DPSFD antenna

天線VSWR、雙極化端口隔離度的實測結(jié)果如圖12 所示.

圖12 天線的實測VSWR 和隔離度Fig.12 Measured VSWR and isolation results of the antenna

從天線實測結(jié)果可以看出：天線在工作帶寬內(nèi)具有良好的匹配性能，VSWR 在 1.6～4 GHz 范圍小于2，相對帶寬達85.7%；雙極化端口隔離度優(yōu)于22 dB.

仿真得到天線的方向性特性如表2 所示.

表2 不同頻點天線的方向特性Tab.2 Characteristics of gain in different frequencies

天線經(jīng)過實際外場測試，實測方向圖如圖13 所示.通過實測結(jié)果可以看到，實測主極化波束與仿真結(jié)果非常吻合，且在1.6～4 GHz 保持良好的定向性.

圖13 天線實測與仿真方向圖對比Fig.13 Compared simulated and measured patterns of the antenna

實測交叉極化電平比仿真結(jié)果較高，這主要是由于實際天線饋電點焊接和饋線安裝誤差造成的.但是實測交叉極化在非常寬的工作頻段內(nèi)依然可達到22 dB 的水平，滿足實際需求.將本文設(shè)計天線與已發(fā)表文獻相關(guān)天線進行對比，結(jié)果如表3 所示，可以看出本文天線為平面結(jié)構(gòu)，帶寬更寬，尺寸更小，表現(xiàn)出良好的工作性能.

表3 本文天線與相關(guān)文獻天線性能比較Tab.3 Performance comparison of dual-polarized antennas

4 結(jié)論

本文提出了DPSFD 天線形式，利用漸變寬度的共享折合振子，有效擴展了天線工作頻段.由于折合臂在天線輻射體內(nèi)部空間進行折合，使得天線尺寸僅有最低工作頻率波長的28%，遠小于半波振子天線.實物測試表明：天線在1.6～4 GHz 頻帶范圍內(nèi)，電壓駐波比小于2，雙極化隔離度優(yōu)于22 dB，典型增益可達8.3 dBi，具有良好的定向性.文中提出的DPSFD 天線相對于傳統(tǒng)十字交叉偶極子具有更小的尺寸和更大的帶寬，可廣泛應(yīng)用于移動通信信號監(jiān)測系統(tǒng)中，并可組陣進一步提升系統(tǒng)增益和實現(xiàn)波束掃描功能.