崔倫雪 范鑫 余洋 楊汶汶 陳建新

（南通大學信息科學技術學院,南通 226019）

引言

大規(guī)模多輸入多輸出(multiple-input multipleoutput,MIMO)波束掃描技術作為5G 的關鍵技術之一，能夠提供更高的天線陣列增益、更好的信號覆蓋和更優(yōu)的頻譜效率[1].波束掃描的性能在很大程度上取決于陣列波束的掃描范圍[2-3].為了避免柵瓣影響陣列波束掃描角度，用于波束掃描的天線陣列應具有緊湊的陣元間距，一般不超過半個波長(0.5λ0)[4].

介質諧振器天線(dielectric resonator antenna,DRA)因其損耗低、成本低和設計靈活性高等固有優(yōu)勢而受到廣泛關注[5-6].近年來，為解決傳統(tǒng)DRA 體積大和增益低等問題，出現了新穎的低剖面DRA 設計，如介質貼片天線[7-8]和平面介質天線[9]等.然而，由于采用高介電常數的介質材料來實現低剖面天線，這類天線的輻射Q 值通常較高，導致阻抗帶寬受限(小于5%)[8-9].目前，學術界提出了多種技術來提升低剖面DRA 的工作帶寬.文獻[10]通過將DRA 的基模與饋電縫隙的模式巧妙結合，獲得了10.5%的阻抗寬帶.文獻[11]通過擴大DRA 的寬高比，大幅增加貼片平面尺寸，將高次模下移與基模合并以提高帶寬.文獻[12]通過增加寄生單元，提升DRA 的帶寬.文獻[13]通過添加高反射頻率選擇性表面(frequency selective surface,FSS)底板，獲得寬的工作頻帶.然而，這些帶寬增強設計往往都以增大天線的平面尺寸(＞0.5λ0×0.5λ0)為代價，導致其在陣列應用時難以滿足半波長陣元間距，因而不適合波束掃描應用.

本文提出了一種具有小平面尺寸的寬帶低剖面DRA 的設計方法.設計思想基于介質貼片諧振器的基模TE111和高次模TE131這兩種工作模式的場分布，即在貼片邊緣部分存在基模場強較弱而高次模場強較強的顯著區(qū)別.本設計巧妙地利用了該區(qū)域的模式場強區(qū)別，在不擴大DRA 平面尺寸的條件下，通過略微增加該區(qū)域的介質高度，使得高次模諧振頻率受到顯著影響并向下移動，而對基模TE111諧振頻率影響相對較小，兩者被合并至同一通帶內從而獲得展寬的工作帶寬.本設計提出的線極化(linearly polarized,LP)實物案例測試結果表明該天線具有18.5%的-10 dB 阻抗帶寬以及7.3 dBi 的最大增益，該天線的三維尺寸為0.35λ0×0.35λ0×0.08λ0，不僅滿足無線設備小型化和輕薄化的發(fā)展需求，其拓展的陣列設計還可以很好地適用于5G 波束掃描應用.同時，本文提出的設計理念具有很好的拓展性，可進一步應用于圓極化(circularly polarized,CP)天線設計.

1 天線結構及理論分析

1.1 天線結構

本文所設計的寬帶低剖面DRA 結構如圖1所示.該天線采用縫隙耦合饋電方式，頂部為高介電常數介質貼片，中間為低介電常數支撐基板(基板2)，底部為縫隙饋電結構(基板1).頂部貼片的邊長a=19 mm，中間部分的高度h3=1.2 mm，邊緣部分的寬度w=2.5 mm，邊緣部分增加的高度h4=1 mm；基板2 的高度h2=1.5 mm；基板1 的高度h1=0.8 mm；其上表面是刻蝕有縫隙的金屬地，縫隙的長度lc=7 mm，寬度wc=2.9 mm；下表面印刷有一根金屬微帶線，微帶線寬度wf=2.6 mm.微帶線穿過縫隙中心并與之正交，一端延長至電路板的邊緣以方便焊接SMA 接頭，另一端是用于調整天線阻抗匹配的開路枝節(jié)，枝節(jié)的長度lf=1.8 mm.

圖1 DRA 結構圖Fig.1 Configuration of the DRA

在本設計中，基板1 和基板2 所選用的材料均為Rogers 4003C 層壓板(εr1=3.55,tan δ=0.002 7)，頂部的貼片采用高介電常數εr2=45 的陶瓷材料制成.基板采用多層印刷電路板(printed circuit board,PCB)工藝制造，而陶瓷介質貼片通過膠水粘結在基板2 上表面.利用ANSYS HFSS 軟件對天線進行仿真和優(yōu)化.

1.2 理論分析及設計步驟

圖2 給出了介質貼片諧振器在兩個諧振頻率上的電場分布俯視圖.可以看出，該DRA 的兩個諧振頻率分別由基模TE111和高次模TE131兩種工作模式產生.通過觀察可知，基模TE111中貼片邊緣部分區(qū)域的電場強度較弱，高次模TE131中該區(qū)域的電場強度相對要強得多.因此，可以預測，改變這一區(qū)域的介質貼片高度對高次模諧振頻率的影響要比對基模諧振頻率的影響大很多.實際上，只要略微增加貼片該區(qū)域的高度，高次模TE131的諧振頻率就可以被迅速下拉并與基模TE111的諧振頻率靠近合并，從而在不增大介質貼片平面尺寸的條件下獲得寬帶工作效果.

圖2 介質貼片諧振器的電場分布圖Fig.2 Electric field distribution of the dielectric patch resonator

如圖3 所示，基于上述分析，本天線的設計步驟可以簡單地總結如下：

1)天線元件的中心頻率設定為f0=5.5 GHz；為滿足波束掃描應用，介質貼片平面尺寸設定為0.35λ0×0.35λ0.首先，考慮基模TE111諧振于中心頻率f0，通過介質波導模型(dielectric waveguide model,DWM)方法[14]，利用MATLAB 編程計算介質貼片的初始高度h3.圖3(a)給出了該步驟的仿真結果，可以看出，基模諧振于中心頻率5.5 GHz 處，而高次模諧振于7.5 GHz附近.

圖3 DRA 設計步驟仿真結果Fig.3 Design steps and simulation results of the DRA

2)根據本文設計思想，調整貼片邊緣區(qū)域的高度(h4)和寬度(w)，使得高次模迅速向基?？繑n合并.圖3(b)和(c)給出了該步驟的仿真結果，可以看出，固定w為最終值逐漸增大h4，或固定h4為最終值逐漸增大w，都可以使得高次模TE131的諧振頻率迅速向低頻移動，而基模TE111的諧振頻率受影響較小，僅緩慢向低頻移動.綜上所述，通過調整貼片邊緣區(qū)域的高度和寬度可以使得高次模迅速向基模靠攏合并從而達到拓寬天線阻抗帶寬的設計目的.

3)進行阻抗匹配并優(yōu)化整體模型以獲得最優(yōu)結果.圖3(d)為改變匹配枝節(jié)長度lf的仿真結果，可以看出，通過調整lf的長度可以優(yōu)化天線的阻抗匹配.進一步地，通過HFSS 軟件自帶的優(yōu)化算法可對天線進行整體優(yōu)化，以獲得最優(yōu)性能.

1.3 仿真與測試結果

為驗證上述設計思想，本文設計了一款天線樣品并進行加工和測試.圖4 為天線實物的俯視圖與側視圖.圖5 給出了該天線的反射系數和增益的仿真及測試結果.可以看出：該天線滿足|S11|＜–10 dB的阻抗帶寬為18.5%(5.02～6.04 GHz)；在工作頻帶內，測試增益為6.8～7.3 dBi.圖6 分別給出了天線在5.2 GHz 和5.8 GHz 處H 面和E 面輻射方向圖的仿真和測試值.可以看出，該天線具有穩(wěn)定、對稱的輻射特性，前后比和交叉極化比分別大于14 dB 和25 dB.實測結果與仿真結果吻合較好，它們之間的細微差異主要是由制造公差和SMA 接頭的影響造成.

圖4 DRA 的實物圖Fig.4 Photograph of the DRA

圖5 DRA 反射系數和增益的仿真及測試結果Fig.5 Simulated and measured reflection coefficients and gains of the DRA

圖6 DRA 方向圖的仿真及測試結果Fig.6 Simulated and measured radiation patterns of the DRA

表1 給出了本文設計的天線與幾款最先進的寬帶低剖面DRA 的性能對比.與文獻[10-12,15-16]中天線相比，本文所設計的天線具有更寬的帶寬和更小的平面尺寸，適合應用于波束掃描天線陣列.文獻[11]中的天線雖然具有較高的增益和較寬的帶寬，但其平面尺寸較大，不適合應用于波束掃描天線陣列.

表1 本文設計天線與幾款相關設計的性能對比Tab.1 Performance comparisons with reported works

1.4 天線陣列波束掃描性能分析

為了展示本文提出的寬帶低剖面天線可以適用于波束掃描天線陣列，本節(jié)構建一種沿y軸線性排布的1×5 DRA 陣列，并利用波束掃描機理[17]進行仿真分析.圖7 所示為該陣列的結構，在該線陣列天線設計中，陣元間距設為d=0.5λ0(λ0為中心頻率處的空氣中波長)，即d=28 mm.

圖7 1×5 DRA 陣列全波仿真模型Fig.7 Configuration of the 1×5 linear polarized DRA array

在軟件HFSS 中通過改變各相鄰陣元間的饋電相位差并進行全波仿真，可以觀測該陣列天線的二維波束掃描性能，結果如圖8 所示.圖8(a)中，5.2 GHz 時各相鄰陣元間的饋電相位差分別設置為0°、46.6°、89.4°和 125.3°時，可分別實現陣列輻射掃描角度 為θ=0°、15°、30° 和45°.同理，圖8(b)中，5.8 GHz 時各相鄰陣元間的饋電相位差分別設置為0°、51.3°、99.7°和 140°時，可分別實現陣列輻射掃描角度為θ=0°、15°、30° 和45°.5.2 GHz 時主瓣與旁瓣的增益差值，在0°時最大，為13.14 dB；在±45°時最小，為12.78 dB.5.8 GHz 時該差值在0°時最大，為13.17 dB；在±45°時最小，為12.45 dB.總體而言，主瓣增益變化在1 dB以內，主瓣增益與旁瓣增益差值幾乎都優(yōu)于10 dB.由此可見，本文所提出的天線適用于波束掃描陣列，基于該天線構建的1×5 DRA 陣列具有良好的±45°波束掃描性能.

圖8 1×5 DRA 陣列的全波仿真二維波束掃描圖Fig.8 Simulated 2D beam steering patterns of the 1×5 DRA array

2 CP 天線拓展設計

2.1 CP 天線設計

CP 天線在衛(wèi)星、雷達、全球定位系統(tǒng)等領域的應用越來越廣泛.與LP 天線相比，CP 天線在方向上接收、發(fā)送電磁波信號更靈活，可以有效消除多徑干擾，消除極化不匹配所帶來的不便[18-19].本文所提出的技術具有很好的拓展性，可以進一步應用于CP 天線設計.

前文提出的LP DRA 設計可方便地拓展為CP DRA 設計.圖9 展示了CP 拓展設計的結構圖.可以發(fā)現，頂層貼片中高度增加的區(qū)域已從LP 中的兩側邊緣變化為貼片的所有邊緣.這是因為在CP DRA中，高次模TE131沿正交方向所對應的簡并模也須通過增加介質高度來獲得向基模靠攏合并的效果.本文中的CP DRA 采用了具有不等長臂的交叉縫隙進行激勵，長臂的長度l1=14 mm、寬度w1=2 mm；短臂的長度l2=6.6 mm、寬度w2=1.5 mm.基底1 下表面印刷的金屬微帶線的寬度wff=1.8 mm.本CP 設計的其余參數均與LP 設計保持一致.CP 天線的尺寸仍為0.35λ0×0.35λ0×0.08λ0.

圖9 拓展的CP DRA 結構圖Fig.9 Configuration of the circularly polarized DRA

本設計還通過在介質貼片下側對角區(qū)域鍍銀引入微擾來進一步調諧介質諧振器正交簡并模的幅度和相位[20]，使得簡并模更好地分離，從而改善CP 性能，微擾的邊長最終設置為a2=2 mm.圖10 給出了無微擾和有微擾兩種情況下TE111簡并模的場分布情況.可以看出，沒有微擾時，模式場在t=0 時刻幅度分布有些扭曲，而在t=T/4 時刻電場方向并未完全旋轉至正交方向，即簡并模此時并未獲得理想的幅度相等、相位相差90°的CP 輻射條件.加入微擾后，t=0時刻電場幅度分布扭曲現象得到好轉，而在t=T/4 時刻電場方向較好地旋轉至正交方向.由此可知，加入微擾元素，可以調諧介質諧振器的正交簡并模的幅度和相位，使得簡并模更好地滿足CP 輻射條件.

圖10 5.2 GHz 處TE111 簡并模電場分布圖Fig.10 E-field distribution of TE111 mode at 5.2 GHz

2.2 仿真結果

CP DRA 的反射系數的仿真結果如圖11(a)所示，滿足|S11|＜–10 dB 的阻抗帶寬為11%，覆蓋5.18～5.82 GHz.天線的軸比(axial ratio,AR)與增益仿真結果如圖11(b)所示，3 dB AR 帶寬為9.1%，覆蓋5.25～5.75 GHz，完全落入阻抗帶寬內.在5.65 GHz 時，天線達到峰值增益為7.4 dBi.圖12 分別給出了天線在5.35 GHz 和5.65 GHz 處的輻射方向圖.可以看出，本天線在3 dB 波束寬度內交叉極化低于–17 dB 而前后比優(yōu)于14 dB.

圖11 拓展的CP DRA 仿真結果Fig.11 Simulated results of the circularly polarized DRA

圖12 拓展的CP DRA 方向圖仿真結果Fig.12 Simulated radiation patterns of the circularly polarized DRA

3 結論

本文提出了一種具有小型化平面尺寸的寬帶低剖面DRA，并研究了其拓展為陣列設計以及CP 設計后的性能.通過觀察該天線的基模TE111和高次模TE131兩種工作模式的場分布差異，并在高次模場強強而基模場強弱的區(qū)域略微增加介質高度，可在不增加天線平面尺寸的條件下將高次模TE131諧振頻率下拉與基模TE111的諧振率合并從而展寬天線帶寬.相較于現有的低剖面DRA，本設計具有更小的平面尺寸和更寬的帶寬.本設計適用于波束掃描技術，所構建的1×5 DRA 陣列具有良好的±45°波束掃描性能.本文的設計思想還可拓展至CP DRA 設計，所提出的CP DRA 同樣兼具小型化的平面尺寸和寬帶工作能力.