李玉東，李佩峰，黃 鑫，段乾超

（1.河南理工大學(xué)電氣工程與自動(dòng)化學(xué)院，焦作 454003；2.河南省煤礦裝備智能檢測(cè)與控制重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，焦作 454003）

隨著化石能源日趨減少，分布式能源大量涌現(xiàn)，并網(wǎng)逆變器作為關(guān)鍵接口廣泛應(yīng)用于分布式發(fā)電系統(tǒng)、直流微網(wǎng)與交流大電網(wǎng)中，研究并網(wǎng)逆變器控制策略對(duì)保證系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行具有重要意義[1-2]?？傊C波失真THD（total harmonicdistortion）的大小是判斷逆變器輸出電流是否會(huì)影響電網(wǎng)質(zhì)量的重要指標(biāo)之一[3]，一般入網(wǎng)電流THD 要求小于國際標(biāo)準(zhǔn)的5%[4]。由于長距離輸電和隔離變壓器，電網(wǎng)可根據(jù)短路比SCR（short circuit ratio）大小分為強(qiáng)、弱電網(wǎng)。當(dāng)20 ≤SCR ≤25 為強(qiáng)電網(wǎng)；當(dāng)6 ≤SCR ≤10為弱電網(wǎng)[5]。由于并網(wǎng)逆變器常采用正弦脈沖寬度調(diào)制SPWM（sinusoidal pulse width modulation）方式，導(dǎo)致電流諧波分量中含有大量奇次諧波，為降低電流諧波含量，在逆變器和電網(wǎng)間加入濾波器。常用的濾波器有LC 濾波器和LCL 濾波器，其中LCL 濾波器不僅抑制高頻次諧波效果好，而且具有較強(qiáng)諧波衰減能力[6]。

為使入網(wǎng)電流在弱電網(wǎng)條件下有較好的電能質(zhì)量，文獻(xiàn)[7]提出一種分別設(shè)計(jì)電網(wǎng)電流與電感電流反饋參數(shù)控制方法，但未考慮濾波系統(tǒng)和數(shù)字控制延時(shí)對(duì)并網(wǎng)系統(tǒng)的影響。為降低系統(tǒng)階數(shù)，文獻(xiàn)[8-9]提出分裂電容法電流控制策略，使濾波環(huán)節(jié)變?yōu)橐浑A系統(tǒng)，降低系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)誤差，提高抑制諧振的能力，但未考慮電網(wǎng)阻抗和電壓前饋對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響；文獻(xiàn)[10-11]分析了影響加權(quán)系數(shù)的電網(wǎng)阻抗，提出一種實(shí)時(shí)檢測(cè)電網(wǎng)阻抗技術(shù)校正加權(quán)系數(shù)，從而達(dá)到降低環(huán)路階數(shù)的目的，但檢測(cè)裝置會(huì)在入網(wǎng)電流中引入間歇性諧波源，影響電能質(zhì)量?？紤]電網(wǎng)電壓對(duì)系統(tǒng)的影響，文獻(xiàn)[12]提出加權(quán)平均電流WAC（weighted average current）電網(wǎng)電壓前饋結(jié)合的控制策略來實(shí)現(xiàn)降低系統(tǒng)階數(shù)的目的，但數(shù)字控制延時(shí)會(huì)影響入網(wǎng)電流質(zhì)量；文獻(xiàn)[13]提出以虛擬阻抗為標(biāo)準(zhǔn)來調(diào)整逆變器實(shí)際輸出阻抗以匹配電網(wǎng)阻抗變化，提高系統(tǒng)對(duì)弱電網(wǎng)的適應(yīng)性，但調(diào)整環(huán)節(jié)較為復(fù)雜；文獻(xiàn)[14]通過分析不同數(shù)字延時(shí)情況下有源阻尼的阻抗性質(zhì)，給出有源阻尼的等效物理電路，并通過Nyquist 判據(jù)進(jìn)行控制參數(shù)的設(shè)計(jì)，但其設(shè)計(jì)過程較為繁瑣。

考慮到工程實(shí)際中數(shù)字控制延時(shí)的影響，系統(tǒng)環(huán)路增益中會(huì)產(chǎn)生一個(gè)隨電網(wǎng)阻抗變化的反向諧振影響并網(wǎng)逆變器的魯棒性[15]。因此，針對(duì)LCL 濾波器和數(shù)字控制延時(shí)產(chǎn)生的穩(wěn)態(tài)誤差、諧振和反向諧振尖峰問題，提出采用WAC 與補(bǔ)償器相結(jié)合的改進(jìn)控制策略。首先，建立并網(wǎng)逆變器數(shù)學(xué)模型，分析傳統(tǒng)電流采樣控制機(jī)理，詳細(xì)介紹系統(tǒng)產(chǎn)生反向諧振原理；然后，提出用WAC 來降低系統(tǒng)階數(shù)、補(bǔ)償器來消除延時(shí)，并給出補(bǔ)償器參數(shù)設(shè)計(jì)過程；最后，建立MATLAB/Simulink 仿真模型，搭建dSPACE-DS1104半實(shí)物仿真平臺(tái)。

1 并網(wǎng)逆變器數(shù)學(xué)模型

圖1為WAC控制并網(wǎng)逆變器主結(jié)構(gòu)。圖1中，Udc為直流母線電壓；VTn（n=1、2、3、4）構(gòu)成逆變橋；Uin為逆變器輸出電壓；L1為逆變側(cè)電感；L2為網(wǎng)側(cè)電感；C為濾波電容；Rd為阻尼電阻。電網(wǎng)可等效為阻抗Z=Rg+jLg與含有大量諧波電網(wǎng)電壓ug的串聯(lián)，由于Lg對(duì)逆變系統(tǒng)穩(wěn)定性帶來巨大挑戰(zhàn)，本文考慮電網(wǎng)阻抗為純感性阻抗。

圖1 并網(wǎng)逆變器及其控制結(jié)構(gòu)Fig.1 Grid-connected inverter and its control structure

采用WAC 控制可以有效保持逆變系統(tǒng)穩(wěn)定性。以逆變側(cè)電流i1和入網(wǎng)電流i2的加權(quán)值iWAC作為系統(tǒng)控制量，其表達(dá)式為

式中，1-β和β為電流有源阻尼因子。

鎖相環(huán)PLL（phase locked loop）模塊用于提取耦合點(diǎn)電壓upcc中基波相位θ，與給定電流I*生成電流參考值iref，iref與iWAC的誤差信號(hào)經(jīng)過PI電流調(diào)節(jié)器Gi。為了消除upcc對(duì)系統(tǒng)的影響在控制中加入電壓前饋增益Gf，然后與電流調(diào)節(jié)器的輸出相加得到載波uc輸入到比較單元中產(chǎn)生控制開關(guān)管導(dǎo)通信號(hào)。

1.1 傳統(tǒng)電流控制分析

在弱電網(wǎng)下，采用傳統(tǒng)電流反饋控制能夠保證良好的入網(wǎng)電流質(zhì)量，但該控制策略對(duì)Lg的適應(yīng)性較弱。圖2 為傳統(tǒng)電流控制框圖，其中，H1為電流有源阻尼因子；KPWM為逆變橋臂電壓增益，且，Utri為載波峰值。

當(dāng)考慮Lg時(shí)，耦合點(diǎn)電壓upcc=sLgi2+ug。因此在傳統(tǒng)控制策略中需加入耦合點(diǎn)電壓反饋通道，如圖2 中的通道1 和通道2。其中，hg為電壓反饋系數(shù)；

圖2 傳統(tǒng)電流控制框圖Fig.2 Block diagram of traditional current control

此時(shí)系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)GPI_open(s)、閉環(huán)傳遞函數(shù)GPI_close(s)可表示為

濾波環(huán)節(jié)傳遞函數(shù)可表示為

圖3 為傳統(tǒng)電流控制下系統(tǒng)Bode 圖，圖中，Lg的變化范圍為0～1.2 mH。當(dāng)Lg=0 mH 時(shí)，系統(tǒng)相角裕度PM（phase margin）為36°，系統(tǒng)有最大的截止頻率fc_max；當(dāng)Lg=0.8 mH 時(shí)，PM 下降為11°；當(dāng)Lg=1.2 mH 時(shí)，PM下降為5°，系統(tǒng)有最小的截止頻率fc_min。因此隨著Lg增加，幅相特性曲線向左移動(dòng)，系統(tǒng)PM減小，嚴(yán)重影響系統(tǒng)穩(wěn)定性。

圖3 傳統(tǒng)電流控制Bode 圖Fig.3 Bode diagram of traditional current control

圖4 為濾波環(huán)節(jié)Bode 圖。由于濾波環(huán)節(jié)為三階欠阻尼系統(tǒng)，因此在系統(tǒng)環(huán)路增益中將產(chǎn)生諧振頻率fr。隨著Lg增大，系統(tǒng)幅相特性曲線整體向左移動(dòng)，導(dǎo)致fr變?。划?dāng)fr處相角由-90°變?yōu)?270°時(shí)，該變化將在復(fù)平面中產(chǎn)生一對(duì)右半平面閉環(huán)極點(diǎn)，導(dǎo)致系統(tǒng)穩(wěn)定性變差。

圖4 LCL 濾波器傳遞函數(shù)Bode 圖Fig.4 Bode diagram of transfer function of LCL filter

為了消除諧振，常采用電容串聯(lián)阻抗的無源阻尼方案，但會(huì)有較高的功率損耗。因此，在不引入阻抗的情況下，提出WAC 與補(bǔ)償器相結(jié)合控制策略，在保證系統(tǒng)穩(wěn)定性的同時(shí)通過設(shè)計(jì)加權(quán)系數(shù)來消除Lg的影響。

1.2 WAC 電流控制分析

由圖1 得出WAC 控制模型框圖如圖5 所示。圖5中各狀態(tài)量均已變換為復(fù)頻域。

圖5 WAC 控制框圖Fig.5 Block diagram ofWAC control

由圖5可得i1、i2與iref的開環(huán)傳遞函數(shù)為

由式（1）可得iWAC與iref之間的關(guān)系表達(dá)式為

將式（5）和式（6）帶入式（7）經(jīng)化簡(jiǎn)可得

為使系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)GWAC(s)階數(shù)降為一階，同時(shí)消除電網(wǎng)阻抗Lg對(duì)系統(tǒng)的影響，需使式（8）中的因式1-β和1-GfKPWM滿足以下等式：

將式（10）代入式（8）可得WAC 控制iWAC與iref的傳遞函數(shù)為

2 產(chǎn)生反向諧振尖峰原理與抑制原理

2.1 反向諧振尖峰的產(chǎn)生機(jī)理及對(duì)系統(tǒng)的影響

數(shù)字控制延時(shí)是造成反向諧振尖峰的一個(gè)重要因素，當(dāng)系統(tǒng)控制延時(shí)較大時(shí)，采樣信號(hào)和實(shí)際接收的信號(hào)會(huì)產(chǎn)生誤差，導(dǎo)致入網(wǎng)電壓和電流產(chǎn)生相位差影響控制性能。系統(tǒng)整體的數(shù)字延時(shí)可以等效為1.5個(gè)采樣周期[16]，其表達(dá)式為

式中，Ts為系統(tǒng)采樣周期。由于Gd(s)中含有超越函數(shù)e-s1.5Ts，可進(jìn)行pade 變換得到式（12）。當(dāng)考慮數(shù)字控制延時(shí)情況時(shí)，在控制框圖中等效為與KPWM相乘，可得系統(tǒng)此時(shí)開環(huán)傳遞函數(shù)為

圖6 為考慮數(shù)字控制延時(shí)系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)的Bode圖。圖中，系統(tǒng)環(huán)路增益出現(xiàn)反向諧振尖峰，使系統(tǒng)相頻曲線提前穿越180°，系統(tǒng)PM為-18°，處于失穩(wěn)狀態(tài)。為保持系統(tǒng)穩(wěn)定，通過降低積分系數(shù)KI來改變環(huán)路增益，此時(shí)系統(tǒng)PM 增加為23°，保證了系統(tǒng)穩(wěn)定性，但該方法使低頻環(huán)路增益降低犧牲了WAC高增益和高帶寬特性。

由圖6 可知，數(shù)字控制延時(shí)會(huì)在系統(tǒng)高頻段產(chǎn)生反向諧振尖峰影響系統(tǒng)穩(wěn)定性，為分析反向諧振尖峰的諧振頻率，令式（13）的分子諧振項(xiàng)幅值為零可得

圖6 考慮數(shù)字延時(shí)影響下系統(tǒng)Bode 圖Fig.6 Bode diagram of system under the influence of digital delay

諧振頻率frx表達(dá)式為

圖7 為考慮數(shù)字控制延時(shí)下的系統(tǒng)傳遞函數(shù)Bode圖。由式（15）及圖7可得，frx與Lg有關(guān)，當(dāng)Lg在0～1.2 mH 范圍內(nèi)變化時(shí)，隨著Lg增大，frx逐漸減小；當(dāng)Lg=0 mH 時(shí)，frx有最大值frx_max；當(dāng)Lg=1.2 mH 時(shí)，frx有最小值frx_min。

圖7 不同Lg 下系統(tǒng)Bode 圖Fig.7 Bode diagram of system under different values of Lg

綜上所述，在考慮數(shù)字控制延時(shí)時(shí)，逆變器穩(wěn)定性失衡主要原因是環(huán)路增益中產(chǎn)生反向諧振尖峰，因此在WAC 控制中加入補(bǔ)償器消除反向諧振尖峰。

2.2 補(bǔ)償器抑制原理分析

2.2.1 補(bǔ)償器原理分析

加入補(bǔ)償器消除系統(tǒng)內(nèi)非線性因素帶來的延遲滯后，且此方法設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單、控制容易。本文只需對(duì)反向諧振頻率變化階段(frx_min,frx_max)進(jìn)行相位補(bǔ)償，補(bǔ)償器Gη(s)的表達(dá)式為

式中，α、ψ和λ為補(bǔ)償器參數(shù)。

加入補(bǔ)償器會(huì)改變控制系統(tǒng)環(huán)路增益，加入位置不同系統(tǒng)環(huán)路增益變化也不同。圖8 為在控制中不同位置引入Gη(s)的控制框圖。

圖8 不同位置加入補(bǔ)償器控制框圖Fig.8 Control block diagram of adding a compensator at different positions

圖9 為控制中不同位置引入Gη(s)后系統(tǒng)Bode圖，相比于圖6，加入補(bǔ)償器后系統(tǒng)幅值特性曲線未出現(xiàn)反向諧振峰，曲線比較光滑，表明引入Gη(s)后系統(tǒng)不僅階數(shù)降低，并且有效抑制反向諧振的產(chǎn)生。圖9實(shí)線為在KPWM處引入補(bǔ)償器；虛線為在Gf處引入補(bǔ)償器。由圖9可得，在Gf處引入補(bǔ)償器的系統(tǒng)PM比在KPWM處引入補(bǔ)償器小，但系統(tǒng)環(huán)路增益和帶寬更大、高頻衰減更加迅速。此外，系統(tǒng)中因數(shù)字控制延時(shí)產(chǎn)生的零極點(diǎn)是否消除取決于式（13）分母中1-GfKPWMGd(s)因式，因此需在電壓前饋通路中加入補(bǔ)償器。

圖9 加入補(bǔ)償器后系統(tǒng)Bode 圖Fig.9 Bode diagram of system after adding a compensator

采用上述補(bǔ)償可得等效電壓前饋函數(shù)Gf_η(s)為

此時(shí)系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)可表示為

2.2.2 補(bǔ)償器參數(shù)設(shè)計(jì)

由于并網(wǎng)系統(tǒng)魯棒特性與Lg有關(guān)，隨著Lg增大并網(wǎng)系統(tǒng)魯棒特性會(huì)降低，因此在設(shè)計(jì)參數(shù)時(shí)需分析Lg=1.2 mH 的情況。由圖7可知，系統(tǒng)存在最小反向諧振頻率(frx_min)對(duì)應(yīng)最大反向諧振峰值，為保證并網(wǎng)逆變器穩(wěn)定運(yùn)行，在反向諧振頻率處，補(bǔ)償器需提供超前相位角σm以補(bǔ)償延時(shí)環(huán)節(jié)Gd(s)造成的相位滯后，即

由式（20）和補(bǔ)償器數(shù)學(xué)特征，可推導(dǎo)出補(bǔ)償器各個(gè)參數(shù)表達(dá)式為

為使1-Gf_η(s)在諧振頻率處為零，需使補(bǔ)償器在諧振頻率處幅值為1，即

將式（21）、（22）代入式（23）可得參數(shù)λ為

將frx_min=1.77 kHz 代入式（20），由式（21）、（22）和（24）可依次求出α=3、ψ=16 000、λ=1.7。

由上述得出的補(bǔ)償器參數(shù)及式（13）、式（18）可繪制出在不同KP、KI下系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)Bode圖，如圖10所示。由圖10可以看出，加入補(bǔ)償器后有效抑制了系統(tǒng)環(huán)路增益中反向諧振尖峰，提高了系統(tǒng)穩(wěn)定性；同時(shí)使系統(tǒng)可以選用更大的控制器參數(shù)獲得更高的低頻環(huán)路增益和帶寬。

圖10 Lg 為1.2 mH 下系統(tǒng)Bode 圖Fig.10 Bode diagram of system when Lg is 1.2 mH

為了驗(yàn)證改進(jìn)WAC 控制對(duì)弱電網(wǎng)的適應(yīng)能力，圖11給出了Lg為0 mH、0.8 mH、1.2 mH時(shí)逆變器開環(huán)傳遞函數(shù)Bode 圖。由圖11 可得，在不同的Lg下，并網(wǎng)系統(tǒng)均保持一階系統(tǒng)特性，且留有一定大小的相角裕度，表明Lg發(fā)生變化時(shí)，該控制策略仍有較好的適應(yīng)性。

圖11 不同Lg 下系統(tǒng)Bode 圖Fig.11 Bode diagram of system under different values of Lg

3 傳統(tǒng)電流與改進(jìn)WAC 電流控制性能對(duì)比

3.1 傳統(tǒng)電流控制性能分析

當(dāng)采用傳統(tǒng)電流控制時(shí)，由式（4）繪制的系統(tǒng)閉環(huán)傳遞函數(shù)零極點(diǎn)如圖12所示。由圖12可得閉環(huán)傳遞函數(shù)零極點(diǎn)分布規(guī)律：在不同Lg下，系統(tǒng)閉環(huán)傳遞函數(shù)的閉環(huán)主導(dǎo)極點(diǎn)隨著Lg的增大向復(fù)平面的虛軸靠近，此時(shí)系統(tǒng)的穩(wěn)定性隨之降低；當(dāng)Lg=1.2 mH 時(shí)，系統(tǒng)閉環(huán)傳遞函數(shù)有一個(gè)極點(diǎn)在虛軸上，說明系統(tǒng)處于穩(wěn)定的臨界點(diǎn)；當(dāng)Lg繼續(xù)增大時(shí)，系統(tǒng)的主導(dǎo)極點(diǎn)進(jìn)入復(fù)平面的右半部分，并網(wǎng)系統(tǒng)失穩(wěn)。

圖12 不同Lg 傳統(tǒng)電流控制零極點(diǎn)分布Fig.12 Distribution of zero-pole under traditional current control with different values of Lg

3.2 改進(jìn)WAC 電流控制性能分析

當(dāng)采用改進(jìn)WAC 電流控制時(shí)，由式（25）繪制的不同Lg下系統(tǒng)閉環(huán)傳遞函數(shù)零極點(diǎn)如圖13 所示。由圖13 可得閉環(huán)傳遞函數(shù)的極點(diǎn)均在復(fù)平面左半平面，當(dāng)Lg在0～1.2 mH時(shí)，系統(tǒng)閉環(huán)傳遞函數(shù)的極點(diǎn)一直在復(fù)平面的左半平面，說明系統(tǒng)一直處于穩(wěn)定狀態(tài)；當(dāng)1mH＜Lg＜1.2 mH時(shí)，通過控制系統(tǒng)調(diào)節(jié)使閉環(huán)傳遞函數(shù)極點(diǎn)遠(yuǎn)離虛軸，此時(shí)系統(tǒng)更加的穩(wěn)定。

圖13 不同Lg 改進(jìn)WAC 電流控制零極點(diǎn)分布Fig.13 Distribution ofzero-pole under improved WAC current control with different values of Lg

4 仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

4.1 仿真實(shí)驗(yàn)

通過建立不同Lg下傳統(tǒng)電流和WAC 與LC 相結(jié)合控制策略MATLAB/Simulink 仿真模型，對(duì)比入網(wǎng)電流THD 大小來證明該方案的有效性。仿真參數(shù)如表1所示。

表1 仿真系統(tǒng)參數(shù)Tab.1 Parameters of simulation system

圖14為傳統(tǒng)電流控制和改進(jìn)WAC電流控制下Lg變化時(shí)入網(wǎng)電流THD 變化趨勢(shì)。由圖14 可知，隨著Lg增加，入網(wǎng)電流諧波含量增大，采用改進(jìn)WAC 電流控制時(shí)的入網(wǎng)電流THD 較??；當(dāng)Lg=1.2 mH 時(shí)，傳統(tǒng)電流控制下THD 為5.12%，改進(jìn)WAC 電流控制下THD 為3.89%＜5%，驗(yàn)證了改進(jìn)WAC電流控制策略的有效性。

圖14 入網(wǎng)電流THDFig.14 THD of gridcurrent

由于入網(wǎng)電流中諧波分量主要由3、5、7、9 次諧波組成，圖15 為在傳統(tǒng)電流控制和改進(jìn)WAC 電流控制下入網(wǎng)電流奇次諧波含量三維圖。由圖15可知，當(dāng)Lg在0～1.2 mH 范圍變化時(shí)，改進(jìn)WAC 電流控制的奇次諧波含量均比傳統(tǒng)電流控制的低；當(dāng)Lg在0.96～1.2 mH范圍內(nèi)，采用改進(jìn)WAC電流控制下入網(wǎng)電流中3、5、7、9 次諧波上升較慢，驗(yàn)證了改進(jìn)WAC控制策略抑制奇次諧波分量的有效性。

圖15 入網(wǎng)電流奇次諧波含量Fig.15 Odd harmonic content of grid current

圖16 為入網(wǎng)電流發(fā)生畸變時(shí)系統(tǒng)分別采用傳統(tǒng)和改進(jìn)WAC電流控制時(shí)入網(wǎng)電流動(dòng)態(tài)響應(yīng)。圖16（a）為傳統(tǒng)電流控制；圖16（b）為改進(jìn)WAC 電流控制。對(duì)比兩種不同控制可得改進(jìn)的WAC控制策略具有超調(diào)量小、震蕩次數(shù)少的優(yōu)點(diǎn)，體現(xiàn)了改進(jìn)WAC控制策略的快速性。

圖16 系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)Fig.16 Dynamic response of system

4.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了分析研究改進(jìn)后WAC電流控制策略的準(zhǔn)確性，搭建以dSPACE-DS1104為核心的半實(shí)物仿真平臺(tái)，對(duì)兩種不同電流控制策略進(jìn)行分析驗(yàn)證，其中，入網(wǎng)電流i2的THD 由示波器導(dǎo)出的波形數(shù)據(jù)經(jīng)Matlab 分析測(cè)得。實(shí)驗(yàn)控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖17 所示，實(shí)驗(yàn)中在網(wǎng)側(cè)電感L2和交流電壓源ug之間串聯(lián)一個(gè)可調(diào)電感器來模擬Lg，實(shí)驗(yàn)參數(shù)如表2所示。

圖17 dSPACE-DS1104 半實(shí)物實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)Fig.17 dSPACE-DS1104 semi-physical experimental system

表2 并網(wǎng)系統(tǒng)參數(shù)Tab.2 Parameters of grid-connected system

圖18為傳統(tǒng)電流控制時(shí)Lg對(duì)入網(wǎng)電流和耦合點(diǎn)電壓的影響。當(dāng)Lg＜0.8 mH時(shí)，入網(wǎng)電流的THD均小于國際電流質(zhì)量指標(biāo)，系統(tǒng)可以穩(wěn)定地運(yùn)行；當(dāng)Lg增大為1.2 mH時(shí)，因控制策略對(duì)Lg的適應(yīng)性較差，入網(wǎng)電流中諧波含量為5.12%＞5%，不利于系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行。

圖18 傳統(tǒng)電流控制實(shí)驗(yàn)波形Fig.18 Experimental waveformsunder traditional current control

圖19 為不同Lg下采用改進(jìn)WAC 電流控制時(shí)對(duì)并網(wǎng)逆變器入網(wǎng)電流和耦合點(diǎn)電壓的影響。當(dāng)Lg在0.4～1.2 mH范圍變化時(shí)，入網(wǎng)電流和電壓的諧波含量隨Lg的增加而變大，但THD 均在國際標(biāo)準(zhǔn)以內(nèi)，相比于傳統(tǒng)電流控制，改進(jìn)WAC電流控制對(duì)電網(wǎng)阻抗的適應(yīng)性提高。

圖19 改進(jìn)WAC 電流控制實(shí)驗(yàn)波形Fig.19 Experimental waveforms underimprovedWAC current control

圖20 為采用改進(jìn)WAC 電流控制時(shí)，電網(wǎng)負(fù)載發(fā)生變化時(shí)入網(wǎng)電流突變的暫態(tài)響應(yīng)。由圖20 可知，當(dāng)電流發(fā)生突變時(shí)系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間較快，并網(wǎng)電流能很快的對(duì)給定值實(shí)時(shí)跟蹤，且突變前后入網(wǎng)電流的THD 均小于5%，驗(yàn)證了該控制策略有較好的動(dòng)態(tài)性能。

圖20 改進(jìn)WAC 電流控制入網(wǎng)電流暫態(tài)響應(yīng)Fig.20 Transient response of grid current under improved WAC current control

5 結(jié)語

針對(duì)并網(wǎng)逆變裝置中濾波系統(tǒng)和數(shù)字控制延時(shí)造成的穩(wěn)態(tài)誤差、諧振和反向諧振尖峰問題，本文提出一種WAC與補(bǔ)償器相結(jié)合的控制策略。主要研究?jī)?nèi)容如下：①LCL濾波系統(tǒng)會(huì)在環(huán)路增益中產(chǎn)生諧振，數(shù)字延時(shí)在系統(tǒng)環(huán)路增益產(chǎn)生反向諧振尖峰導(dǎo)致入網(wǎng)電流和電壓產(chǎn)生相位差，影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性；②提出WAC與補(bǔ)償器相結(jié)合控制策略，降低系統(tǒng)階數(shù)，減小穩(wěn)態(tài)誤差，消除反向諧振對(duì)系統(tǒng)的影響，使系統(tǒng)獲得較好的魯棒特性和控制性能。③通過仿真和實(shí)驗(yàn)證明WAC與補(bǔ)償器相結(jié)合控制策略有較好的控制性能，包括對(duì)弱電網(wǎng)有較好的適應(yīng)能力和對(duì)入網(wǎng)電流諧波分量具有良好的抑制能力。