寧 強(qiáng)，趙 鵬，陳 寧，曾心凡，武明星

(1. 北京遙感設(shè)備研究所，北京 100854；2. 北京理工大學(xué) 集成電路與電子學(xué)院，北京 100081)

0 引言

衛(wèi)星通信系統(tǒng)具備通信覆蓋范圍廣、適用范圍廣、傳輸性能穩(wěn)定等優(yōu)點(diǎn)，在諸如新聞報(bào)道、海洋、軍事和救災(zāi)服務(wù)等市場上廣受歡迎[1]。目前衛(wèi)星通信主要受到通信質(zhì)量、頻譜效率、成本這3個(gè)因素影響。通信距離長、各種環(huán)境對(duì)信號(hào)的阻塞以及高的鏈路延遲，都會(huì)對(duì)通信質(zhì)量造成影響，常用的提高信號(hào)質(zhì)量降低誤碼率的方法有以下兩種：

一、在單天線系統(tǒng)中，通常提高信號(hào)的發(fā)射功率。采用提高發(fā)射信號(hào)功率的方式可以降低誤碼率，但是對(duì)人體健康有影響[2]，且增加資源消耗，此外高功率的射頻器件線性特性也難以設(shè)計(jì)。

二、采用MIMO通信技術(shù)。MIMO技術(shù)中具有空間分集與空間復(fù)用特點(diǎn)。其空間分集通過多個(gè)收發(fā)天線，在不增加發(fā)射功率與信號(hào)帶寬的前提下，改善無線通信的信號(hào)質(zhì)量[3-4]。

根據(jù)電磁場理論，電磁波除了有相位、幅度和頻率特性，還具備極化特性。由于線極化信號(hào)在衛(wèi)星通信中信號(hào)經(jīng)過電離層導(dǎo)致信號(hào)極化旋轉(zhuǎn)(法拉第旋轉(zhuǎn))而圓極化衛(wèi)星通信鏈路不需要關(guān)注此效應(yīng)[5]，且左旋圓極化波與右旋圓極化波相互正交，因此利用該特性能夠?qū)崿F(xiàn)在同一載頻空間路徑上相互獨(dú)立。

我們注意到，文獻(xiàn)[6]未對(duì)使用空時(shí)編碼技術(shù)改善誤碼率進(jìn)行研究，文獻(xiàn)[7]未考慮極化對(duì)通信信道的影響。本文將在考慮上述條件的情況下對(duì)衛(wèi)星極化分集收發(fā)進(jìn)行研究。

1 衛(wèi)星極化分集收發(fā)驗(yàn)證平臺(tái)設(shè)計(jì)

1.1 衛(wèi)星極化分集收發(fā)驗(yàn)證總體設(shè)計(jì)

本文在地面上模擬雙圓極化衛(wèi)星通信系統(tǒng)中個(gè)人終端上行鏈路建立的過程，因此星載平臺(tái)硬件系統(tǒng)與終端硬件系統(tǒng)設(shè)計(jì)可保持一致。系統(tǒng)各個(gè)模塊組成如圖1所示：

圖1 衛(wèi)星雙圓極化分集收發(fā)驗(yàn)證平臺(tái)組成Fig.1 Composition of satellite dual-circle polarization diversity transceiver and receiver verification platform

圖1系統(tǒng)模塊組成中雙圓極化收發(fā)天線、收發(fā)組件不僅模擬雙圓極化衛(wèi)星通信系統(tǒng)中個(gè)人終端硬件設(shè)備，而且模擬了星載設(shè)備。其中發(fā)射天線采用雙圓極化全向天線，接收天線采用定向天線模擬實(shí)際衛(wèi)星天線。收發(fā)組件主要實(shí)現(xiàn)信號(hào)的功率放大和信號(hào)收發(fā)。收發(fā)組件通過千兆以太網(wǎng)與計(jì)算機(jī)(PC)相連，PC 進(jìn)行收發(fā)端信號(hào)處理與收發(fā)組件的載波頻率與功率控制。

1.2 衛(wèi)星雙圓極化分集信號(hào)處理

通信信號(hào)處理過程分為接收端信號(hào)處理過程和發(fā)射端信號(hào)處理過程兩部分，具體包含的內(nèi)容如圖2中所示，下面對(duì)其主要實(shí)現(xiàn)方案進(jìn)行闡述。

圖2 雙圓極化分集信號(hào)處理過程Fig.2 Processing of dual-circle polarization diversity signal

發(fā)射端的信號(hào)主要有以下過程：

1)生成信源，信源以幀的形式發(fā)射，信號(hào)幀包括同步頭和有效信息；

2)QPSK調(diào)制，在衛(wèi)星通信中通常采用QPSK 調(diào)制方式，本文采用Gray編碼形式的QPSK調(diào)制；

3)為實(shí)現(xiàn)2×2 MIMO技術(shù)，發(fā)射端采用Alamouti編碼；

4)上采樣過程，因?yàn)閁SRP的基帶采樣率最低為 520.841kHz，根據(jù)采樣率與符號(hào)速率的關(guān)系，因此信號(hào)需要上采樣；

接收端的信號(hào)主要有以下過程：

1)AGC輸出功率設(shè)置為定值，以確保相位和定時(shí)誤差檢測器的等效增益隨時(shí)間保持恒定;

2)載波同步，主要糾正頻偏；

3)為了降低數(shù)據(jù)處理量，將進(jìn)行下采樣，本文將采樣CIC濾波器與HB濾波器結(jié)合的多級(jí)抽取濾波器進(jìn)行抽?。?/p>

4)符號(hào)同步完成之后，進(jìn)行幀同步的獲取；

5)啟動(dòng)信道估計(jì)模塊，利用前導(dǎo)碼完成信道估計(jì)，而后進(jìn)行空時(shí)解碼；

6)QPSK解調(diào)，解調(diào)后的數(shù)據(jù)與信源數(shù)據(jù)對(duì)比，計(jì)算誤碼率。

2 衛(wèi)星雙極化MIMO信道模型

2.1 雙極化信道模解析模型

目前對(duì)衛(wèi)星衰落信道特性進(jìn)行研究主要有3種方法[8]：衰落信道特性測量、衰落信道特性理論分析和衰落信道特性的仿真分析。

衰落信道特性測量方法，在不同環(huán)境下進(jìn)行無線通信的數(shù)據(jù)測試，通過分析測試數(shù)據(jù)擬合出衰落信道的特征量, 總結(jié)出真實(shí)的衛(wèi)星衰落信道特性[9]。

2005年英國薩里大學(xué)的King博士等[10-11]在吉爾福德進(jìn)行低仰角下的衛(wèi)星雙極化MIMO信道測量，該實(shí)驗(yàn)分別在3種不同環(huán)境(開闊、城市、郊區(qū))下進(jìn)行，將定向的具備雙極化的天線放置在山頂模擬實(shí)際的衛(wèi)星，全向的雙極化天線放置在小車上模擬實(shí)際的移動(dòng)設(shè)備，而后對(duì)測試數(shù)據(jù)進(jìn)行了完整的分析，通過經(jīng)驗(yàn)統(tǒng)計(jì)方法歸納出窄帶和寬帶的雙極化單衛(wèi)星2×2 MIMO信道模型。2011年Brown等[12]針對(duì)雙圓極化衛(wèi)星MIMO信道的小尺度信道進(jìn)行了測量，通過測試數(shù)據(jù)與小尺度模型對(duì)比，將相關(guān)衰落應(yīng)用于同極化和交叉極化信道中，彌補(bǔ)了之前小尺度模型的不足。2014 年Lacoste等[13]利用直升機(jī)模擬實(shí)際衛(wèi)星，測試的仰角范圍從200～700, 測試環(huán)境包括：小村莊、樹木繁茂街道、郊區(qū)、城市、住宅、商業(yè)區(qū)、工業(yè)區(qū)，得到的測試數(shù)據(jù)彌補(bǔ)了之前缺乏高仰角衛(wèi)星雙極化MIMO信道數(shù)據(jù)，覆蓋的場景更加全面。

雙極化信道的解析模型通常有3類[14]：1)單極化空間 MIMO；2)空間共置極化MIMO；3)空間分離極化MIMO。

空間共置極化MIMO信道解析模型中，發(fā)射端和接收端的極化天線極化方式相互正交，空間上不分離，利用相互正交的極化波實(shí)現(xiàn)空間分離效果?？紤]收發(fā)設(shè)備小型化與衛(wèi)星信道存在長距離的直射信道，因此通常選擇空間共置極化MIMO解析模型。

2.2 雙極化信道概率統(tǒng)計(jì)模型

本文在窄帶單星衛(wèi)星系統(tǒng)前提下，以衛(wèi)星與地面發(fā)射站同時(shí)搭載一副雙圓極化天線的背景下，建立衛(wèi)星雙極化2×2 MIMO信道模型。

衛(wèi)星端和地面終端均配置雙圓極化天線，因此該通信信道可以建模為2×2 MIMO信道，信道矩陣如式(1)所示：

(1)

式(1)中hRR為地面終端的右旋圓極化天線與衛(wèi)星右旋圓極化天線之間的信道增益，hRL為地面終端的右旋圓極化天線與衛(wèi)星左旋圓極化天線之間的信道增益，hLR為地面終端的左旋圓極化天線與衛(wèi)星右旋圓極化天線之間的信道增益，hLL為地面終端的左旋圓極化天線與衛(wèi)星左旋圓極化天線之間的信道增益。

C.Loo模型常作為衛(wèi)星通信系統(tǒng)中信道概率統(tǒng)計(jì)模型[15]，通過參數(shù)的變化可以描述不同場景下衛(wèi)星通信等特點(diǎn)。該模型的接收信號(hào)由受到陰影作用的直射信號(hào)與不受陰影作用的多徑信號(hào)分量構(gòu)成，受到陰影作用的直射信號(hào)服從對(duì)數(shù)正態(tài)分布，不受陰影作用的多徑信號(hào)分量服從瑞利分布。因此接收到的信號(hào)可以表示為：

y(t)=z(t)s(t)+d(t)

(2)

式(2)中，y(t)為接收信號(hào)，s(t)為直波信號(hào)，z(t)為多徑信號(hào)，d(t)表示陰影衰落，在直射信號(hào)分量的幅度保持不變的條件下，接收信號(hào)的包絡(luò)服從萊斯分布，即滿足如下關(guān)系：

(3)

式(3)中，I(·)為第1類零階修正貝塞爾函數(shù)；受到陰影遮蔽的作用，直射信號(hào)分量的幅度z服從對(duì)數(shù)正態(tài)分布，滿足：

(4)

式(4)中，u和2σ12是fz(z)的均值和方差。由此可以推導(dǎo)出fy(y)概率分布函數(shù)：

(5)

結(jié)合上述衛(wèi)星移動(dòng)通信信道C.Loo (α,ψ,MP) 模型[16]，并且每個(gè)信道增益包含了陰影衰落和多徑衰落，因此窄帶衛(wèi)星移動(dòng)雙極化MIMO通信系統(tǒng)的信道矩陣H2×2，可以表示為：

(6)

(7)

(8)

2.3 極化對(duì)通信信道的影響

雙極化給信道功率帶來的影響通常由極化鑒別度(cross-polar discrimination,XPD)和環(huán)境耦合度(cross-polar coupling,XPC)來描述。其中XPD由天線軸比決定，不理想的XPD會(huì)帶來去極化效應(yīng)；XPC表示環(huán)境對(duì)極化的耦合作用，建模時(shí)只考慮其對(duì)小尺度衰落的影響。

XPD定義: 本信道傳輸?shù)闹鳂O化功率ELL或ERR與另外一個(gè)傳輸信號(hào)在本信道產(chǎn)生的交叉極化干擾ELR或ERL之比，如式(9)、式(10)所示：

(9)

(10)

式(9)中XPDL表示左旋天線的交叉極化鑒別率； 式(10)中XPDR表示右旋天線的交叉極化鑒別率。

XPD對(duì)大尺度衰落分量的功率影響表示為：

(11)

(12)

其中，β∈[0,1]是極化鑒別度XPD的因子，E{g}表示平均功率。XPD與XPC對(duì)小尺度分量的影響表示為：

(13)

(14)

2.4 空時(shí)分組編碼與解碼處理

雙圓極化天線構(gòu)建的MIMO信道被視為一種能有效提供極化分集的資源。為了能夠有效利用空間自由度，需要在發(fā)射端進(jìn)行空時(shí)編碼保證接收端能夠根據(jù)接收信號(hào)來進(jìn)行正確譯碼。考慮到極化分集系統(tǒng)為一個(gè)兩發(fā)射、兩接收的系統(tǒng)，在發(fā)射端可以采用經(jīng)典的Alamouti時(shí)空編碼方案，而在接收端，則可以采用最小二乘法進(jìn)行信道估計(jì)。

發(fā)射端根據(jù)Alamouti時(shí)空編碼，形成2×2 Alamouti 系統(tǒng)，如圖3所示：

圖3 2×2 Alamouti 系統(tǒng)Fig.3 2×2 Alamouti system

推導(dǎo)接收信號(hào)等于：

(15)

2.5 最小二乘信道估計(jì)

信道估計(jì)方法可以分為3類：1)基于訓(xùn)練幀的估計(jì)；2)盲估計(jì)；3)半盲估計(jì)。基于訓(xùn)練幀的估計(jì)通過設(shè)計(jì)訓(xùn)練序列或者在發(fā)送數(shù)據(jù)中周期性插入導(dǎo)頻序列進(jìn)行信道估計(jì)，由于在發(fā)送數(shù)據(jù)中插入了導(dǎo)頻序列，因此也使用該類方法的系統(tǒng)存在數(shù)據(jù)傳輸效率低，但設(shè)計(jì)簡單計(jì)算量少而廣泛使用。盲估計(jì)和半盲估計(jì)雖然頻譜效率高，但是計(jì)算方法復(fù)雜，且有可能出現(xiàn)相位模糊。本文基于訓(xùn)練幀的信道估計(jì)。

在衛(wèi)星通信系統(tǒng)中雖然實(shí)際的傳輸數(shù)據(jù)流是未知的，但接收器知道訓(xùn)練符號(hào)的頻率相位信息，因此根據(jù)該信息來估計(jì)信道中每個(gè)時(shí)間點(diǎn)和頻率上賦予的增益和相位旋轉(zhuǎn)，這為基于訓(xùn)練幀的估計(jì)。這類估計(jì)不僅能提高估計(jì)的準(zhǔn)確性，而且可以大大簡化算法的復(fù)雜度。在窄帶MIMO信道中，假定訓(xùn)練幀的長度為p,位置如圖4所示：

圖4 信道估計(jì)幀F(xiàn)ig.4 Channel estimation frame

Sp為Nt×p發(fā)射導(dǎo)頻矩陣，接收端矩陣Rp為Nr×p矩陣，發(fā)射導(dǎo)頻矩陣與接收端矩陣關(guān)系如下式(16)所示：

(16)

(17)

(18)

選擇最小二乘估計(jì)之后，需要規(guī)定訓(xùn)練幀Sp屬性，通常有下面兩個(gè)屬性：

(19)

根據(jù)式(19)可知，訓(xùn)練幀Sp的長度最小應(yīng)大于發(fā)射天線的個(gè)數(shù)，并且相互正交。通常隨著訓(xùn)練幀Sp的長度的增加，信道估計(jì)會(huì)變得越來越精確，但傳輸效率降低。

3 衛(wèi)星雙極化信道模型仿真

3.1 仿真方案

圖5為窄帶衛(wèi)星雙極化2×2 MIMO信道模型仿真具體步驟圖。

信道模型的建立是整個(gè)信道仿真的關(guān)鍵，具體根據(jù)以下步驟：

1)定義馬爾科夫狀態(tài)轉(zhuǎn)移模型。根據(jù)在開闊和城市環(huán)境下，得到特定俯仰角的轉(zhuǎn)移矩陣P和狀態(tài)概率向量W。

圖5 衛(wèi)星雙極化信道模型建立過程Fig.5 Modeling of dual polarization satellite channel

2)計(jì)算不同狀態(tài)的C.Loo統(tǒng)計(jì)參數(shù)(α,ψ,MP)。由于信道狀態(tài)時(shí)刻變化，每次到達(dá)新的信道狀態(tài)，針對(duì)特定的物理環(huán)境，需從相應(yīng)的聯(lián)合分布中得出C.Loo統(tǒng)計(jì)參數(shù)(α,ψ,MP)。

3)生成大尺度衰落分量。對(duì)于每個(gè)狀態(tài)和不同的XPD，利用高斯隨機(jī)序列產(chǎn)生相應(yīng)極化相關(guān)的大尺度衰落分量。

4)生成小尺度衰落分量。小尺度衰落需要考慮多普勒效應(yīng)和XPC對(duì)信號(hào)的影響。

5)合成大尺度衰落分量和小尺度衰落分量，合成之后的衰落分量即可描述不同環(huán)境下信號(hào)通過極化分集傳輸之后的狀態(tài)。

根據(jù)上述雙極化信道模型建模步驟，進(jìn)行不同環(huán)境(開闊、城市)下的誤碼率仿真，討論采用雙極化MIMO對(duì)比SISO獲取的極化增益。

3.2 仿真結(jié)果

圖6和圖7描述了生成信道矩陣，其中信道處于好狀態(tài)時(shí)為2，信道處于壞狀態(tài)時(shí)為1。

圖6 2×2 MIMO開闊和城市地區(qū)信道狀態(tài)Fig.6 2×2 MIMO channel status in open and urban areas

圖7 2×2 MIMO開闊和城市地區(qū)信道增益Fig.7 2×2 MIMO channel gain in open and urban areas

由圖6、圖7可知在開闊環(huán)境下，好狀態(tài)的持續(xù)時(shí)間比壞狀態(tài)持續(xù)時(shí)間長；在城市地區(qū)，好與壞狀態(tài)持續(xù)時(shí)間基本相同，狀態(tài)之間轉(zhuǎn)換頻繁。對(duì)比可清晰得到城市環(huán)境好狀態(tài)持續(xù)時(shí)間短，因此城市環(huán)境下信號(hào)質(zhì)量比開闊地區(qū)差。

在已生成的開闊環(huán)境信道矩陣與城市環(huán)境信道矩陣的基礎(chǔ)上，分別進(jìn)行單收單發(fā)與2×2 MIMO的誤碼率仿真。信號(hào)調(diào)制方式為QPSK，MIMO編碼為Alamouti空時(shí)編碼，得到兩種環(huán)境下得誤碼率結(jié)果，誤碼率仿真如圖8所示：

圖8 2×2窄帶衛(wèi)星雙極化誤碼率仿真Fig.8 2×2 bipolarization error rate simulation for narrow band satellites

圖8中可以得到兩種環(huán)境下，開闊環(huán)境下信號(hào)質(zhì)量較好，隨著信噪比的提高，誤碼率能夠達(dá)到10-4。在開闊環(huán)境下，當(dāng)誤碼率為10-4時(shí)，2×2 MIMO所需信噪比約為8.9dB，而SISO所需信噪比為12.4dB，因此采用2×2 MIMO極化分集技術(shù)可獲得3.5dB的改善。在城市環(huán)境下，誤碼率為10-1時(shí)，2×2 MIMO所需信噪比約為14dB，而SISO所需信噪比約為17dB，因此獲得3dB的改善。

4 誤碼率仿真校驗(yàn)

4.1 硬件平臺(tái)

本文采用USRP E310作為收發(fā)組件。USRP E310主要完成射頻信號(hào)的功率放大、載波頻率的設(shè)置、數(shù)模轉(zhuǎn)換等功能。有兩個(gè)獨(dú)立控制的收發(fā)通道，通過選擇USRP收發(fā)通道數(shù)量，實(shí)現(xiàn)2×2 MIMO系統(tǒng)。

USRP E310通過一個(gè)可編輯的硬件/軟件平臺(tái)，可配置在一個(gè)大的頻率范圍內(nèi)接收各種調(diào)制信號(hào)的無線電通信系統(tǒng)[17], 通過修改相應(yīng)軟件配置更改 USRP的發(fā)射功率、載波頻率和接收增益，無需更改射頻硬件平臺(tái)[18]。隨著軟件無線電技術(shù)的發(fā)展， 因其價(jià)格低、適用范圍廣、控制簡單等優(yōu)點(diǎn)，廣泛應(yīng)用在移動(dòng)通信、雷達(dá)、測試和衛(wèi)星通信移動(dòng)終端中。USRP E310由AD9361+Zynq 7020組成，其中內(nèi)部框架如圖9所示。

圖9 USRP E310內(nèi)部框架Fig.9 Internal framework of USRP E310

4.2 實(shí)驗(yàn)方案

為模擬衛(wèi)星雙圓極化分集技術(shù)應(yīng)用的實(shí)際場景，需要設(shè)計(jì)相應(yīng)的外場實(shí)驗(yàn)方案，基于該方案證明衛(wèi)星雙圓極化分集收發(fā)驗(yàn)證平臺(tái)可行性。測試環(huán)境主要有開闊的郊區(qū)環(huán)境和城市環(huán)境。外場測試方案設(shè)計(jì)如圖10所示。

圖10 外場實(shí)驗(yàn)方案場景圖Fig.10 Scene diagram of field experiment scheme

通過該設(shè)計(jì)方案可以驗(yàn)證以下內(nèi)容：

1)單收單發(fā)通信系統(tǒng)中誤碼率與雙極化天線 XPD關(guān)系；

2)通過云臺(tái)調(diào)節(jié)接收天線的俯仰角，雙圓極化分集極化2×2 MIMO 與接收天線俯仰角的關(guān)系；

3)驗(yàn)證不同環(huán)境下的雙圓極化分集極化2×2 MIMO相比于SISO的信噪比改善狀況。

4.3 極化分集收發(fā)設(shè)備系統(tǒng)測量

本小節(jié)測試極化分集收發(fā)設(shè)備的各個(gè)指標(biāo)，主要包括發(fā)射功率和數(shù)據(jù)傳輸速率。通過對(duì)參數(shù)的測試了解整個(gè)極化分集收發(fā)設(shè)備可實(shí)現(xiàn)的功能。

1)發(fā)射功率測試

發(fā)射功率測試的方法為：

a)極化分集收發(fā)設(shè)備中發(fā)射通道連接頻譜儀，通過頻譜儀測量其功率；

b)PC 端通過配置USRP E310中的發(fā)射增益控制發(fā)射功率，發(fā)射增益控制范圍為0～89dB, 配置發(fā)射增益步進(jìn)為1dB。通過多次測量，得到發(fā)射功率測試如圖11所示：

圖11 極化分集設(shè)備發(fā)射功率測試圖Fig.11 Test diagram of transmitting power of polarization diversifier

從圖11可得到發(fā)射功率范圍為-64.4～13dBm。參數(shù)配置1dB增加時(shí)，實(shí)際發(fā)射功率增加約為1dB，發(fā)射端具備良好的線性增益特性。

2)數(shù)據(jù)傳輸速率測試

數(shù)據(jù)傳輸速率的測試主要通過測試載波信號(hào)的頻譜帶寬，推導(dǎo)系統(tǒng)的數(shù)據(jù)傳輸速率。實(shí)際信號(hào)頻譜如圖12所示，信號(hào)的帶寬分別為1.2kHz與192kHz，根據(jù)QPSK調(diào)制的信號(hào)符號(hào)速率等于信號(hào)帶寬且為數(shù)據(jù)傳輸率的一半關(guān)系，圖中的信號(hào)數(shù)據(jù)傳輸速率分別為2.4kbps與384kbps。因此該收發(fā)設(shè)備可發(fā)射不同數(shù)據(jù)傳輸速率的信號(hào)。

圖12 2.4kbps/384kbps數(shù)據(jù)傳輸速率頻譜圖Fig.12 Data transfer rate spectrum of 2.4kbps/384kbps

4.4 雙圓極化分集誤碼率測試

基于衛(wèi)星雙圓極化分集收發(fā)驗(yàn)證平臺(tái)，進(jìn)行誤碼率測試，信號(hào)數(shù)據(jù)傳輸數(shù)率為2.4kbps，通過雙圓極化分集2×2 MIMO與SISO多次實(shí)際測量得到誤碼率曲線圖13，任務(wù)需求在誤碼率10-4條件下，根據(jù)圖13中，采用雙圓極化分集的2×2 MIMO所需信噪比11dB，SISO為14dB，因此獲得3dB的信噪比改善。

圖13 SISO與MIMO誤碼率實(shí)測圖Fig.13 Bit error rate map for SISO and MIMO

基于衛(wèi)星雙圓極化分集收發(fā)驗(yàn)證平臺(tái)進(jìn)行實(shí)際測量，衛(wèi)星雙圓極化分集2×2 MIMO技術(shù)能夠在相同誤碼率情況下，相比于SISO獲得信噪比的改善，證明該平臺(tái)具備可行性。

5 結(jié)論

對(duì)于衛(wèi)星通信系統(tǒng)，本文給出了一種雙圓極化的分集收發(fā)方法，按照這種方法設(shè)計(jì)出的通信系統(tǒng)對(duì)比傳統(tǒng)的單收單發(fā)系統(tǒng)有明顯的誤碼率改善，文中給出的仿真實(shí)例說明了該方法的有效性。