徐撼霄，李應(yīng)浩，楊 鈞

(黑龍江科技大學(xué) 電氣與控制工程學(xué)院，哈爾濱 150027)

0 引 言

作為Buck降壓電路的隔離形式，正激電路由于具有隔離升降壓、輸出電壓紋波小、拓撲結(jié)構(gòu)簡單等優(yōu)點在小功率場合應(yīng)用較多[1]。傳統(tǒng)的正激變換器拓撲中需要設(shè)計復(fù)雜的磁復(fù)位電路，同時由于隔離變壓器和硬開關(guān)過程使得變換器的效率難以提升，較大的濾波結(jié)構(gòu)也限制了變換器的功率密度優(yōu)化?，F(xiàn)階段，對正激等DC/DC變換器的研究熱點主要集中在高效率和高功率密度方向。

交錯并聯(lián)結(jié)構(gòu)能夠有效擴大正激變換器的容量，輸入和輸出采用交錯并聯(lián)結(jié)構(gòu)能夠使得變壓器和輸出端的濾波器得到復(fù)用[2]，提高正激變換器的功率密度[3-5]。通過建模分析，單端正激交錯并聯(lián)變換器的穩(wěn)定性也得到相應(yīng)的驗證，電路結(jié)構(gòu)性能優(yōu)良。

現(xiàn)階段為了解決正激變換器磁復(fù)位問題，雙管正激結(jié)構(gòu)、單端磁復(fù)位結(jié)構(gòu)、交錯級聯(lián)結(jié)構(gòu)和有源鉗位結(jié)構(gòu)等均是研究的主要方向[7-9]。但是由于雙管正激電路復(fù)雜，單端磁復(fù)位效率低下，交錯級聯(lián)難以控制等原因[10]，有源鉗位結(jié)構(gòu)因其電路結(jié)構(gòu)簡單、易實現(xiàn)軟開關(guān)過程、效率高等優(yōu)點，得到廣泛的研究[11]。

為了提高正激變換器的效率和功率密度，該文提出了一種新型交錯并聯(lián)同步整流有源鉗位正激變換器。兩級單管正激結(jié)構(gòu)通過共用變壓器實現(xiàn)交錯并聯(lián)，提升了整個變換器的容錯率，也進一步減小了濾波器體積。磁復(fù)位過程選擇有源鉗位技術(shù)，使得原邊開關(guān)管能夠?qū)崿F(xiàn)軟開關(guān)過程；副邊利用低內(nèi)阻的MOS管代替二極管進行整流和續(xù)流，實現(xiàn)同步整流過程，整個變換器的效率得到顯著提升。樣機測試驗證了設(shè)計的新型交錯并聯(lián)同步整流有源鉗位正激變換器有效提高了變換器的效率，實現(xiàn)了高功率密度化。

1 工作狀態(tài)分析

設(shè)計的新型交錯并聯(lián)同步整流有源鉗位正激變換器如圖1所示，輸入和輸出為單管正激變換器交錯并聯(lián)結(jié)構(gòu)，共用輸入和輸出濾波單元。圖1中：Vin為輸入直流電壓；Vo為輸出電壓；n為變壓器變比；C2和C3為輸入和輸出濾波電容；L1為濾波電感；RL為輸出負載電阻；C1和C4為鉗位諧振電容；Q1～Q4為原邊斬波和鉗位開關(guān)管；S1～S4為副邊整流和續(xù)流開關(guān)管。

圖1 新型交錯并聯(lián)同步整流有源鉗位正激變換器Fig.1 Novel interleaved parallel synchronous rectifier active clamp forward converter

假設(shè)開關(guān)周期為T，有源鉗位電路中原邊開關(guān)管Q1～Q4和副邊開關(guān)管S1～S4為同類型開關(guān)管，且在斬波和有源磁復(fù)位過程中Q1～Q4和S1～S4一一對應(yīng)具有相同的占空比。各開關(guān)管的控制過程如圖2所示。

圖2 開關(guān)管控制過程Fig.2 Switch tube control process

假設(shè)所有開關(guān)管均為理想狀態(tài)，變壓器變比n=1，以電感電流連續(xù)為例進行分析，電路經(jīng)歷4種工作模態(tài)，如圖3所示。

圖3 變換器工作模態(tài)分析Fig.3 Working mode analysis of converter

模態(tài)1(0～t1時間段)：如圖3(a)所示，原邊斬波開關(guān)管Q2和復(fù)位開關(guān)管Q3導(dǎo)通，副邊整流開關(guān)管S2和續(xù)流開關(guān)管S3導(dǎo)通。上路單管正激經(jīng)過Q2斬波和S2整流向輸出傳遞能量，下路單管正激變換器通過Q3進行有源諧振磁復(fù)位和S3進行同步續(xù)流，同時下端變壓器勵磁電感能量與電容C4發(fā)生諧振。

模態(tài)2(t1～t2時間段)：如圖3(b)所示，原邊復(fù)位開關(guān)管Q1和Q3導(dǎo)通，副邊續(xù)流開關(guān)管S1和S3導(dǎo)通，兩路單管正激變換器均進行有源諧振磁復(fù)位，變換器進入死區(qū)時間段。

模態(tài)3(t2～t3時間段)：如圖3(c)所示，下路單管正激變換器向輸出傳遞能量，上路單管正激變換器進行有源諧振磁復(fù)位，原理同模態(tài)1。

模態(tài)4(t3～t4時間段)：如圖3(d)所示，變換器進入死區(qū)時間段，工作狀態(tài)與模態(tài)2一致。

2 特性分析

單管正激變換器原邊向副邊傳遞能量時，續(xù)流開關(guān)管S1和S3關(guān)斷時，承受的電壓為

VSDS=nVin，max

(1)

式中：Vin，max為輸入電壓最大值。

在t1～t2時間段內(nèi)，Q1導(dǎo)通Q2關(guān)斷，變壓器勵磁電流被轉(zhuǎn)移給C1充電，假設(shè)變壓器原邊勵磁電感值為Lm，可得

(2)

因此可得Q1和Q3承受的峰值電壓為

(3)

在t2～t4時間段內(nèi)，電容C1和勵磁電感Lm之間進行諧振，為了下一周期開始時時刻Q2的零電壓開通過程，Q2結(jié)電容Coss上的電壓需降為零值，根據(jù)能量守恒原則，在此時間段內(nèi)有

(4)

輸出電流紋波設(shè)為ΔiL，在一個開關(guān)周期內(nèi)，有

(5)

對于兩路單管正激交錯并聯(lián)結(jié)構(gòu)，在一個開關(guān)周期內(nèi)輸出電流脈動頻率增加一倍，因此可得輸出濾波電感為

(6)

相對于單管正激變換器而言，交錯并聯(lián)結(jié)構(gòu)的濾波電感體積減小一半。

3 環(huán)路補償設(shè)計

根據(jù)圖1建立正激變換器小信號模型，可得輸入到輸出的傳遞函數(shù)為

(7)

建立控制到輸出的模型為

(8)

求得輸出阻抗函數(shù)為

(9)

圖4 閉環(huán)小信號控制流程Fig.4 Closed loop small signal control flow

在載波與調(diào)制信號產(chǎn)生占空比調(diào)制的過程中，假設(shè)模擬控制芯片提供的載波幅值為2.5 V，則可得整個控制系統(tǒng)的單位反饋環(huán)路增益為

(10)

為了驗證提出的交錯并聯(lián)同步整流正激變換器結(jié)構(gòu)的可靠性，進行樣機試驗，樣機參數(shù)見表1。

表1 樣機參數(shù)Table 1 Prototype parameters

穩(wěn)定優(yōu)良的變換器系統(tǒng)需要實現(xiàn)穩(wěn)定運行的同時還需要一定的抗干擾能力，根據(jù)樣機參數(shù)，繪制設(shè)計的變換器控制系統(tǒng)伯德圖如圖5所示。根據(jù)圖5可知，設(shè)計的變換器控制系統(tǒng)穿越頻率約為fc=250 Hz，相角裕度約為φ=35°，為了實現(xiàn)系統(tǒng)的優(yōu)良抗干擾能力和快速響應(yīng)性能，需要對系統(tǒng)進行補償。

圖5 變換器控制系統(tǒng)伯德圖Fig.5 Bode diagram of converter control system

在模擬控制電路中，在系統(tǒng)的控制環(huán)節(jié)中設(shè)計了Ⅲ型補償電路，補償電路如圖6所示。

圖6 補償電路Fig.6 Compensation circuit

補償電路的目的是為了進一步提高控制系統(tǒng)的穿越頻率和相角裕度，以提高系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)速度和抗干擾能力，由圖6可得補償電路傳遞函數(shù)為

(11)

根據(jù)式(11)可知補償電路傳遞函數(shù)存在3個極點和2個零點，通過配置零極點可以達到提高穿越頻率和提高相角裕度的目的。現(xiàn)設(shè)定目標(biāo)穿越頻率fc=2 kHz，目標(biāo)相角裕度為φ=55°，由目標(biāo)穿越頻率和相角裕度可得補償電路中R1=R2=4.7 kΩ，R3=5.1 kΩ ，R4=22 Ω，C1=10 nF，C2=30 pF，C3=3 nF。經(jīng)過設(shè)計的補償電路補償后，控制系統(tǒng)伯德圖如圖7所示，系統(tǒng)穿越頻率和相角裕度得到提高，有利于動態(tài)性能和抗干擾能力的提升。

圖7 補償后控制系統(tǒng)伯德圖Fig.7 Bode diagram of control system after compensation

4 試驗驗證

根據(jù)表1搭建了試驗樣機進行電路性能驗證，進行同步整流的開關(guān)管S1和S3選擇IRF840型號的MOS管，具有內(nèi)阻低的特點。

在滿載情況下進行測試，斬波開關(guān)管Q2和整流開關(guān)管S2的漏源極波形如圖8所示，兩路開關(guān)管同時導(dǎo)通時，上路正激變換器原邊向副邊傳遞能量；兩路開關(guān)管同時關(guān)斷時，上路正激變換器進入磁復(fù)位階段。

圖8 Q2和S2電壓波形Fig.8 Voltage waveform of Q2 and S2

設(shè)計的新型變換器中，兩路交錯并聯(lián)的正激變換器輸出端共用濾波器，輸出濾波電感電壓波形如圖9所示，開關(guān)頻率為40 kHz，電感電壓的脈動頻率相對單管正激變換器減小一半。

圖9 電感電壓波形Fig.9 Inductance voltage waveform

整個有源鉗位電路相當(dāng)于Buck-Boost電路，在磁復(fù)位過程中諧振電容與變壓器漏感及勵磁電感等發(fā)生諧振，在Q2導(dǎo)通斬波時諧振電容電壓下降，諧振電容端電壓如圖10所示。

圖10 諧振電容端電壓波形Fig.10 Voltage waveform of resonant capacitor terminal

在諧振過程中Q2的結(jié)電容也參與放電，在下一開關(guān)周期中Q2能夠?qū)崿F(xiàn)零電壓開通，滿載情況下開關(guān)管Q2實現(xiàn)零電壓開通的過程如圖11所示，當(dāng)其漏源極電壓被結(jié)電容放電完畢鉗位到零值后，驅(qū)動信號才到來使得Q2零電壓開通。

圖11 Q2實現(xiàn)零電壓開通波形Fig.11 Realize zero voltage turn-on waveform of Q2

在輕載情況下，Q2仍能實現(xiàn)零電壓開通過程，20%負載情況下Q2實現(xiàn)零電壓開通過程如圖12所示。但是，漏源極電壓降為零值至驅(qū)動信號到來，兩者的時間變得極短。

圖12 20%負載時Q2實現(xiàn)零電壓開通過程Fig.12 Zero voltage on process at 20% load of Q2

為了驗證設(shè)計的補償環(huán)路的有效性，變換器進行空載和滿載切換試驗，從滿載切換到空載和空載切換到滿載時輸出電壓波形如圖13所示。在負載切換過程中，輸出電壓波動小，且能快速渡過暫態(tài)達到穩(wěn)定狀態(tài)，整個變換器抗干擾能力強。

圖13 動態(tài)過程輸出電壓波形Fig.13 Dynamic process output voltage waveform

為了驗證設(shè)計的新型變換器的效率特性，與傳統(tǒng)的交錯并聯(lián)三端磁復(fù)位正激變換器和單管有源鉗位正激變換器進行效率比較，2種傳統(tǒng)變換器結(jié)構(gòu)如圖14和圖15所示。

圖14 交錯并聯(lián)三端磁復(fù)位正激變換器Fig.14 Interleaved parallel three terminal magnetic reset forward converter

圖15 單管有源鉗位正激變換器Fig.15 Single transistor active clamp forward converter

根據(jù)表1的試驗參數(shù)，對3種結(jié)構(gòu)變換器的效率進行測試分析，效率對比如圖16所示。由圖16可知，設(shè)計的新型交錯并聯(lián)同步整流有源鉗位正激變換器由于采用了有源鉗位和同步整流的結(jié)構(gòu)，效率得到了顯著提高。

圖16 效率對比圖Fig.16 Efficiency comparison chart

5 結(jié) 語

為了提高正激變換器的功率密度和效率，設(shè)計了一種交錯并聯(lián)同步整流有源鉗位正激變換器，交錯并聯(lián)結(jié)構(gòu)在提升容錯的同時能夠有效減小濾波器體積，有源鉗位結(jié)構(gòu)能夠?qū)崿F(xiàn)開關(guān)管零電壓開通，同步整流能夠進一步提升變換器效率。對變換器工作過程和特性進行分析，為了提高變換器的動態(tài)響應(yīng)和抗干擾性能，設(shè)計了Ⅲ型補償電路。通過試驗測試，得到以下結(jié)論。

1)設(shè)計的新型變換器濾波輸出端電壓脈動小，濾波器體積減小。

2)開關(guān)管能夠?qū)崿F(xiàn)零電壓開通過程，且在輕載狀態(tài)下也能實現(xiàn)。

3)變換器動態(tài)響應(yīng)良好，抗干擾能力強。

4)與傳統(tǒng)交錯并聯(lián)正激變換器和單管有源鉗位變換器相比，新型變換器效率得到了有效提高。