徐 微，李守智，李波波，楊文強(qiáng)，張艷肖

（1.西安交通大學(xué)城市學(xué)院電氣與信息工程系，陜西西安 710018；2.西安理工大學(xué)電氣工程學(xué)院，陜西西安 710048；3.西安增材制造國家研究院有限公司，陜西西安 710075）

高頻感應(yīng)加熱電源在小型工件表面熱處理、超小型工件的加工和焊接、工業(yè)密封、硅單晶區(qū)熔提純等領(lǐng)域有著廣泛用途[1-4]。當(dāng)前世界上以美國為代表的西方國家及日本等亞洲國家的感應(yīng)加熱技術(shù)處于先進(jìn)水平,我國的感應(yīng)加熱技術(shù)起步較晚,相比于國外的發(fā)展，還存在一段很長的距離[5]。

高頻感應(yīng)加熱電源的負(fù)載諧振頻率和開關(guān)頻率很高，使得電路中存在雜散電感和分布電容，增加了電路調(diào)試難度，同時(shí)開關(guān)損耗限制了頻率的進(jìn)一步提高[6-8]。目前，實(shí)現(xiàn)高頻化的方式有提高功率器件的開關(guān)頻率、倍頻電路橋臂采用多管并聯(lián)分時(shí)工作、多橋并聯(lián)交錯(cuò)分時(shí)工作等[9]。其中,電路橋臂采用多管并聯(lián)分時(shí)工作的方式可實(shí)現(xiàn)多倍頻的電路工作頻率,頗受人們的關(guān)注[10]。但該方式需要設(shè)置開關(guān)死區(qū)時(shí)間、防止橋路直通,從而限制了電路工作頻率的提高[11]。多橋并聯(lián)交錯(cuò)分時(shí)工作，該電路不受開關(guān)管死區(qū)時(shí)間的制約,實(shí)現(xiàn)了多倍頻的電路工作頻率[12]，但是由于器件邏輯延遲可能使逆變器驅(qū)動(dòng)信號(hào)不一致，導(dǎo)致逆變后交流電壓的相位存在差異，不宜直接并聯(lián)[13]，因此，一般采用多個(gè)高頻變壓器高壓側(cè)并聯(lián)，這就導(dǎo)致電源體積和重量增大[14]。

為了提高電源頻率，實(shí)現(xiàn)電源輕量化和小型化，該文研究了一種多管并聯(lián)、分時(shí)交錯(cuò)控制方式的電流型變換電路,可擺脫開關(guān)死區(qū)時(shí)間的制約[15]，有利于變換裝置工作頻率的提高,并且逆變器輸出只有一個(gè)高頻變壓器，有利于電源體積小型化和重量輕量化，具有很好的應(yīng)用前景[16]。

1 電流型高頻感應(yīng)加熱電源結(jié)構(gòu)

將220 V/50 Hz 的工頻交流電接入單相全橋不可控整流電路，再經(jīng)過RC 濾波電路以及調(diào)功電路將其變?yōu)殡妷喝我饪烧{(diào)的平直穩(wěn)定的直流電，再通過控制電路控制MOS 管的開通與關(guān)斷，進(jìn)而控制逆變電路的工作狀態(tài)，最終將直流電轉(zhuǎn)變?yōu)楦哳l交流電。利用電壓、電流互感器，采集電源輸出端電壓和電流，經(jīng)電壓比較器、鑒相器等反饋到FPGA 主控芯片中，對(duì)其進(jìn)行頻率跟蹤與控制，保證逆變器工作在負(fù)載的諧振點(diǎn)附近，從而實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的閉環(huán)控制。感應(yīng)加熱電源電路結(jié)構(gòu)如圖1 所示。

圖1 感應(yīng)加熱電源電路結(jié)構(gòu)

2 電流型高頻感應(yīng)加熱電源主要電路

電流型高頻感應(yīng)加熱電源主要由整流電流、調(diào)功電路、逆變電路、驅(qū)動(dòng)電路、控制電路等構(gòu)成，整流和調(diào)功電路采用常見的電路結(jié)構(gòu)，該文重點(diǎn)介紹逆變電路及驅(qū)動(dòng)電路。

2.1 逆變電路

電流型多管并聯(lián)逆變電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2 所示。以三管并聯(lián)為例，每個(gè)橋臂采用三管并聯(lián)的連接形式，在直流輸入側(cè)串聯(lián)大電感L1，防止逆變輸入側(cè)電流的突變。各個(gè)橋臂由開關(guān)器件MOSFET 和與其串聯(lián)的超快恢復(fù)二極管組成，負(fù)載采用并聯(lián)諧振回路。通過FPGA 控制MOS 管的工作，圖2 中的開關(guān)管按表1 中的方式工作，每半個(gè)電源周期，有兩個(gè)功率開關(guān)器件導(dǎo)通，其他開關(guān)器件均處于關(guān)斷狀態(tài)，電流的波形如圖3 所示，可以發(fā)現(xiàn)逆變電路輸出電流波形頻率是開關(guān)頻率的3 倍。按照同樣的工作方式，將圖2 所示逆變電路的每個(gè)橋臂采用N個(gè)MOS管并聯(lián)，則逆變電路輸出頻率為開關(guān)頻率的N倍。采用電流型逆變電路避免了電壓型逆變電路所需的死區(qū)時(shí)間，而且利用了電流重疊時(shí)間以及分時(shí)交錯(cuò)控制方法，可以極大地提高逆變電路的輸出頻率，并且逆變器輸出只有一個(gè)高頻變壓器，有利于電源體積小型化和重量輕量化，具有很好的應(yīng)用前景。

圖2 電流型三管并聯(lián)逆變電路

圖3 三管并聯(lián)單相電流型逆變電路工作狀態(tài)

表1 開關(guān)器件的導(dǎo)通順序

2.2 控制電路

分時(shí)控制就是讓逆變器的多個(gè)橋臂分時(shí)交錯(cuò)運(yùn)行。三管并聯(lián)時(shí)，在6個(gè)負(fù)載諧振周期內(nèi)每個(gè)MOS管只工作六分之一的周期，其他的五個(gè)周期均處于關(guān)斷狀態(tài)。為了防止電流源開路，通過控制程序必須保證同一橋臂上下兩管開關(guān)切換時(shí)有一定的重疊時(shí)間，因此6 路控制信號(hào)必須滿足相位各相差60°，每相鄰兩路控制信號(hào)之間要有10 ns左右的高電平重疊時(shí)間，如圖4 所示。該設(shè)計(jì)中控制系統(tǒng)使用ALTERA公司EP4CE10 系列FPGA 作為主控芯片，為了防止逆變電路高電壓損壞控制系統(tǒng)，設(shè)計(jì)中FPGA 輸出的控制信號(hào)與驅(qū)動(dòng)器之間均使用光耦隔離芯片進(jìn)行隔離保護(hù)。由于高頻感應(yīng)加熱電源在工作過程中負(fù)載參數(shù)以及固有頻率不斷變化，所以控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)了反饋環(huán)節(jié)對(duì)逆變器的輸出頻率進(jìn)行跟蹤，使逆變器始終工作在負(fù)載諧振點(diǎn)附近。通過負(fù)載端的電流傳感器和電壓傳感器采集逆變器輸出的電流、電壓信號(hào)，經(jīng)過電壓比較器LM311 轉(zhuǎn)換為低電平0 V、高電平5 V 的方波信號(hào)，輸入給鑒相器來獲取電流和電壓的相位信息。主控芯片F(xiàn)PGA 獲取相位信息后通過軟件編程動(dòng)態(tài)調(diào)整輸出控制信號(hào)的頻率，構(gòu)成閉環(huán)控制系統(tǒng)，實(shí)現(xiàn)對(duì)主電路輸出頻率的跟蹤。

圖4 6路控制信號(hào)時(shí)序圖

2.3 驅(qū)動(dòng)電路

大功率MOSFET 或是IGBT 驅(qū)動(dòng)場(chǎng)合，一般要求驅(qū)動(dòng)芯片具有一定的負(fù)壓功能，在開關(guān)器件MOSFET關(guān)斷期間，其柵極施加的負(fù)電壓一般為-5 V。負(fù)壓關(guān)斷可以有效地消除開關(guān)器件MOSFET 在關(guān)斷期間，不會(huì)因?yàn)槠浣Y(jié)電容而出現(xiàn)續(xù)流，或者因?yàn)轵?qū)動(dòng)信號(hào)受到主電路線路電壓的干擾而誤導(dǎo)通的情況。為了保證逆變電路工作過程中MOS 管快速、可靠地關(guān)斷，該設(shè)計(jì)采用負(fù)壓驅(qū)動(dòng)電路。選用型號(hào)為XDN609SI 超快速M(fèi)OS 驅(qū)動(dòng)芯片，該芯片使用寬電源輸入，最大輸出峰值電流為9 A，驅(qū)動(dòng)模塊電路如圖5所示。該模塊輸出的驅(qū)動(dòng)信號(hào)經(jīng)過負(fù)壓電路進(jìn)行偏置，使得控制MOS關(guān)斷時(shí)的控制信號(hào)ugs電壓為負(fù)值。負(fù)壓偏置電路如圖6 所示。25 V 驅(qū)動(dòng)電源將穩(wěn)壓管D3 擊穿，保持8 V穩(wěn)定電壓，從而抬高控制信號(hào)S 極的電壓，因此，當(dāng)G極電壓為0 V 時(shí)，電壓ugs為負(fù)值，從而得到高電平為17 V，低電平為-8 V 的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。為解決上下橋臂MOS管驅(qū)動(dòng)端不共地的問題，設(shè)計(jì)中使用了三個(gè)隔離電源模塊WRA2412S 分別為上下橋臂驅(qū)動(dòng)端供電。

圖5 驅(qū)動(dòng)模塊電路

圖6 負(fù)壓偏置電路

3 仿真結(jié)果

圖7 為仿真實(shí)驗(yàn)?zāi)Ｐ?，? 管并聯(lián)主電路為研究對(duì)象，通過S-Function 函數(shù)編程產(chǎn)生6 路控制信號(hào)驅(qū)動(dòng)MOS 工作，實(shí)現(xiàn)MOS 的分時(shí)交錯(cuò)控制，以鎖相環(huán)PLL 和PID 模塊實(shí)現(xiàn)仿真模型的閉環(huán)。

圖7 感應(yīng)加熱電源仿真模型

圖8 為S-Function 6 路控制信號(hào)圖，三管并聯(lián)逆變器分時(shí)交錯(cuò)工作，以333 kHz 的工作頻率控制MOS 的導(dǎo)通與關(guān)斷。

圖8 S-Function 6路控制信號(hào)

圖9 為三管并聯(lián)仿真電源負(fù)載輸出電壓波形，當(dāng)直流側(cè)輸入電壓為30 V 時(shí)，負(fù)載輸出為20 V，輸出頻率為1 MHz。從仿真結(jié)果來看，分時(shí)交錯(cuò)控制能有效提高電源頻率的同時(shí),也實(shí)現(xiàn)了電源負(fù)載的穩(wěn)定輸出。

圖9 三管并聯(lián)電源仿真負(fù)載電壓波形

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

實(shí)驗(yàn)以三管并聯(lián)主電路為研究對(duì)象，通過FPGA產(chǎn)生6路控制信號(hào)。使用W347光耦以及IXDN609SIA和負(fù)壓驅(qū)動(dòng)電路來控制MOS 管的導(dǎo)通與關(guān)斷。

圖10 為控制信號(hào)波形圖，V11 與V21 為圖2 中MOS 管編號(hào)，F(xiàn)PGA 實(shí)現(xiàn)了控制信號(hào)頻率為353 kHz，輸出電壓為4 V，兩路控制信號(hào)間有200 ns重疊時(shí)間，滿足電流型逆變電路的工作要求。圖11 為柵極負(fù)壓驅(qū)動(dòng)波形，驅(qū)動(dòng)信號(hào)頻率與控制信號(hào)同頻，為353 kHz，驅(qū)動(dòng)波形正向幅值為17 V，反向幅值為-8 V。

圖10 控制信號(hào)波形

圖11 驅(qū)動(dòng)信號(hào)波形

圖12 為電路工作時(shí)，V11 號(hào)MOS 管ugs與uds電壓的波形，由圖中可以看出，該文所設(shè)計(jì)的負(fù)壓驅(qū)動(dòng)電路能夠較好地保證MOS 管的可靠關(guān)斷。

圖12 MOS管ugs與uds電壓波形

圖13為三管并聯(lián)電源輸出電壓及電流波形，當(dāng)整流側(cè)輸入電壓為35 V 時(shí)，電源輸出頻率達(dá)1.05 MHz，電源輸出視在功率可達(dá)1 208 VA。從實(shí)驗(yàn)結(jié)果來看，采用電流型逆變電路及分時(shí)交錯(cuò)控制方法，能夠較好地實(shí)現(xiàn)電源高頻化。

圖13 三管并聯(lián)電源輸出波形

5 結(jié)束語

該文采用電流型逆變電路設(shè)計(jì)了一種功率可調(diào)的高頻感應(yīng)加熱電源，以電流型逆變電路為主，采用多管并聯(lián)電路結(jié)構(gòu)和分時(shí)交錯(cuò)的控制方法，用相對(duì)較低的開關(guān)頻率實(shí)現(xiàn)電源較高頻率的輸出。對(duì)于N管并聯(lián)的主電路結(jié)構(gòu)，電源輸出頻率是開關(guān)頻率的N倍。電流型多管并聯(lián)主電路結(jié)構(gòu)利用了重疊時(shí)間，避免了死區(qū)問題，同時(shí)避免了電壓型輸出需要多個(gè)變壓器并聯(lián)的問題，較好地實(shí)現(xiàn)了電源小型化和輕量化，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該文研究的感應(yīng)加熱電源能夠安全可靠運(yùn)行，滿足設(shè)計(jì)要求。