羅雨航,鄭 靜，楊 鴿，李恩成

(1.四川水利職業(yè)技術學院，四川 成都 611231；2.國網(wǎng)四川省電力公司攀枝花供電公司，四川 攀枝花 617000)

0 引 言

固態(tài)脈沖源是一種儲能裝置，可以實現(xiàn)脈沖壓縮和電壓放大的功能，被廣泛應用于國防[1]、電力裝備[2]、絕緣材料[3]、等離子體放電[4]、生物醫(yī)學工程[5]等領域，特別是在生物工程領域，脈沖電場引起的電穿孔效應[6-8]已廣泛應用于腫瘤消融[9]、消毒殺菌[10]等領域。傳統(tǒng)脈沖電源是基于火花隙開關[11]，可輸出兆瓦級功率，主要應用于國防軍工領域。但由于火花隙開關具有重復頻率低、壽命短、效率低、體積大等缺點，造成系統(tǒng)龐大，較少應用于民用領域。隨著電力電子技術的發(fā)展，電力電子開關的應用促進小型脈沖電源的發(fā)展，同時全控性固態(tài)開關可使脈沖電源輸出的脈沖參數(shù)任意可調(diào)[12-15]，大幅提升輸出效率且操作簡單。傳統(tǒng)的固態(tài)脈沖電源通常采用高壓磁隔離驅動技術[16]，該技術可將驅動信號和功率部分進行隔離，避免脈沖電源在放電時沖擊驅動電路。但高壓磁隔離驅動需要較多的磁芯來完成多路隔離信號驅動，加大了系統(tǒng)的體積和質(zhì)量，同時驅動電路復雜且不穩(wěn)定。而采用光纖提供隔離同步信號的驅動方案隔離電壓高，同步性更好，但是成本也較高，且需提供多路隔離的驅動供電電源。因此，驅動穩(wěn)定且結構簡單的高壓脈沖發(fā)生器將使得結構更加緊湊，節(jié)約成本。文獻[17]提出一種可靠的功率MOSFET堆疊方法，控制一個MOSFET，通過特定的電路結構使得后續(xù)MOSFET自動開通和關斷。這種方法可以使高壓脈沖發(fā)生器的驅動更為簡單，減少了體積和質(zhì)量。但受驅動電路、控制型號、半導體開關差異等因素的影響，不同步的半導體開關的開通，容易引起過壓擊穿[18]。通常需要添加有源鉗位電路或RCD緩沖電路。傳統(tǒng)的有源鉗位電路反饋時間較長，文獻[19]采用了一種高速的反饋電路，將鉗位動作時間縮短到30 ns，從而減少過壓尖峰。

目前的串聯(lián)半導體開關技術，由于開通關斷不同步，在有源區(qū)工作時長不一致。文獻[20]提出了一種自觸發(fā)高頻納秒發(fā)生器，其主電路結構采取Marx電路，在遠離電源一級提供一路信號驅動開關的導通狀態(tài)，其余開關通過主電容對開關門極電容充電自行觸發(fā)導通，驅動電路簡單且無需磁芯隔離，大大縮減電源的體積和質(zhì)量。因此，在此基礎上提出了一種單信號驅動的固態(tài)脈沖電源的拓撲結構，該結構只需要一路信號驅動第一級固態(tài)開關，其余開關通過主電容的充電分壓自行進行導通，系統(tǒng)即可實現(xiàn)對負載釋放脈沖高壓。該結構無需磁芯隔離驅動，除第一級開關外其余開關均不需單獨的驅動電路，大大縮減了系統(tǒng)的體積和質(zhì)量，節(jié)約成本。

1 單信號驅動的固態(tài)脈沖源工作原理

圖1為單信號驅動的固態(tài)脈沖源的拓撲結構，以3級為例，每一級包含一個主電容，2個充電電阻和一個MOSFET開關。直流電源DC通過充電電阻對各級主電容進行并聯(lián)充電。當各級主電容達到額定電壓時，觸發(fā)開關Q1導通，電容C1經(jīng)過Q1—Ctr1—Ciss1—C1回路對開關Q2的門極電容Ciss1進行充電。當電容Ciss1兩端電壓達到開關Q2的閾值電壓時，開關Q2自行觸發(fā)導通。同理，后級開關依次導通。當全部開關均可靠導通后，各級主電容C1、C2、C3串聯(lián)對負載放電。此時，如果提供關斷信號使第一級開關Q1切換到關斷狀態(tài)，各級主電容依然處于充電狀態(tài)；而第二級開關Q2的門極電容Ciss1無法形成充電回路，電容Ciss1停止充電且通過Ciss1—Ctr1—R2回路對電阻R2釋放電能。當Ciss1兩端電壓降到閾值電壓以下無法維持開關Q2導通，開關Q2自行關斷。同理，后級開關逐級關斷。當各級開關均關斷時，系統(tǒng)處于截止狀態(tài)，電源將不再對負載放電。

圖1 單信號觸發(fā)的固態(tài)脈沖源

1.1 充電模型

圖2為單信號驅動的固態(tài)脈沖源的主電容充電回路示意圖，直流電源DC經(jīng)過充電電阻對各級主電容進行并聯(lián)充電，充電電阻可防止在系統(tǒng)放電時脈沖高壓沖擊直流電源，同時也可在放電時起到隔離作用。但由于充電電阻的存在限制了充電電流的大小，也限制了各級主電容的充電速度。通過設置直流電源DC的充電電壓可改變各級主電容兩端的電壓，進而可輸出不同幅值的脈沖高壓。

圖2 單信號的固態(tài)脈沖源的主電容充電回路

圖3為單信號驅動的固態(tài)脈沖源的單信號導通回路的示意圖。當導通信號觸發(fā)開關Q1開通時，由于主電容C1電容值遠大于開關Q2門級電容Ciss1的電容值，此時電容C1會充當直流電源對電容Ciss1進行充電，充電回路為C1—Q1—Ctr1—Ciss1—C1，如圖3(a)紅色實線所示。與此同時，電容C1經(jīng)過C1—Q1—R1對電阻R1放電，但該回路與Ciss1充電回路是并聯(lián)關系，兩個回路獨立并不會互相影響。當Ciss1兩端電壓達到開關Q2的閾值電壓時，開關Q2自行導通。同理，開關Q2導通后，主電容C1和C2串聯(lián)等效為直流電源對Ciss2進行充電，Ciss2兩端電壓達到開關Q3的閾值電壓時，開關Q3自行導通。充電回路如圖3(b)紅色實線所示，充電路徑為C1—Q1—Ctr2—Ciss2—C2。同理，電容C1和C2并聯(lián)也會對電阻R4放電，但該回路與電容Ciss2充電回路為并聯(lián)關系，二者互相獨立。當開關Q1、Q2、Q3均觸發(fā)導通時，系統(tǒng)會進入放電狀態(tài)，此時可通過測試是否有輸出電壓來確定各級開關是否完全導通。

(a)一級自觸發(fā)導通回路

(b)二級自觸發(fā)導通回路圖3 單信號的固態(tài)脈沖源的單信號導通回路

1.2 放電模型

圖4為單信號驅動的固態(tài)脈沖源的放電回路示意圖。當各級開關全部導通時，系統(tǒng)進入放電狀態(tài)，主電容C1、C2、C3將會串聯(lián)對負載放電，實現(xiàn)電壓的疊加。通過改變DC直流電源的充電電壓可改變系統(tǒng)輸出脈沖電壓的幅值，通過調(diào)節(jié)開關Q1的導通信號脈寬，可使系統(tǒng)輸出不同脈寬的脈沖電壓。

圖4 單信號的固態(tài)脈沖源的放電回路

圖5為單信號驅動的固態(tài)脈沖源的第二級單信號關斷回路示意圖。提供信號觸發(fā)開關Q1關斷時，門極電容Ciss1和Ciss2都將停止充電，同時門極電容Ciss1和Ciss2都將分別對電阻R2和R4進行能量泄放，放電回路如圖中綠色實線所示。當門極電容Ciss1和Ciss2兩端電壓低于開關閾值時，開關Q2和Q3斷開，系統(tǒng)進入截止狀態(tài)。根據(jù)一階電路的零輸入響應原理，電阻R2和電阻R4的阻值決定了開關Q2和開關Q3的下降沿，阻值越大其下降沿越慢。但對系統(tǒng)輸出脈沖的下降沿幾乎沒有影響，這是由于開關Q1一旦斷開，整個系統(tǒng)對負載的放電回路就處于開路狀態(tài)。因此系統(tǒng)輸出脈沖的下降沿取決于開關Q1的信號。

圖5 單信號的固態(tài)脈沖源的自觸發(fā)關斷回路

2 仿真實驗

為驗證單信號驅動的固態(tài)脈沖源的工作原理，通過通用電路分析(PSPICE)仿真了10級電路拓撲，如圖6所示。直流充電源工作電壓設置為800 V，負載為500 Ω純電阻負載，每級主電容的容量為1 μF，各級開關的選型為CREE公司的C2M0080120D，耐壓1200 V，門極電容為950 pF，導通閾值電壓為3.2 V，門源極電壓范圍為-10～25 V。由于級數(shù)越大，驅動電容的充電電壓越大。因此根據(jù)電容分壓關系，隨著級數(shù)的增加，驅動電容Ctri的取值越小。Ctr1—Ctr9的電容取值依次為330 pF、160 pF、105 pF、80 pF、65 pF、55 pF、45 pF、40 pF、30 pF。驅動電容參數(shù)的選擇可參考文獻[21]。表1為仿真電路實驗參數(shù)。

表1 實驗參數(shù)

圖6 單信號的固態(tài)脈沖源的仿真電路

為比較自觸發(fā)驅動電壓和第一級信號的電壓差異，測試了第一級開關Q1和第二級開關Q2的門源極電壓，測試結果如圖7所示。從圖中可明顯看出Q1的驅動電壓為完整的方波，幅值為20 V。而Q2的自觸發(fā)驅動電壓有一個明顯的欠阻尼震蕩，這是由于自觸發(fā)過程中Q2門極電容Ciss2充電回路中的電阻電容參數(shù)引起的，可在各級開關門源極并聯(lián)瞬態(tài)二極管得到一定的抑制。同時，從圖中可看出Q2自觸發(fā)驅動電壓幅值約為17.2 V，已達到開關Q2的閾值電壓，能可靠導通開關Q2。

圖7 開關Q1和Q2驅動電壓對比

為驗證單信號驅動的固態(tài)脈沖源可輸出不同幅值和不同脈寬的脈沖電壓，分別測試了DC直流充電源工作在500 V、600 V、700 V、800 V時的輸出電壓，如圖8(a)所示，此時第一級開關驅動信號脈寬為200 ns，負載為500 Ω。從圖中可明顯看出不同幅值的輸出電壓波形頂寬約為200 ns，這是由于電源對負載放電回路必須經(jīng)過開關Q1，而后級開關由于門極串聯(lián)電阻導致開通速度變慢，會導致后級開關的脈寬變寬。因此脈寬最窄的開關Q1決定了電源輸出電壓脈沖頂寬。同時，可看出電源輸出5 kV、6 kV、7 kV、8 kV的脈沖電壓的上升沿分別約為81 ns、65 ns、54 ns、49 ns，輸出電壓越高上升沿越短，這是由于輸出電壓的幅值取決于直流充電源的工作電壓，工作電壓越大，各級主電容的電壓越大，自觸發(fā)回路電流越大，觸發(fā)上升沿越窄，促使電源對負載輸出的脈沖電壓上升沿越窄。如圖8(b)測試了該電源工作電壓在800 V，負載為500 Ω，第一級開關Q1的驅動信號脈寬分別為200 ns、400 ns、600 ns、800 ns的輸出脈沖電壓波形，從圖中可明顯看出各輸出脈沖波形頂寬接近開關Q1的驅動信號脈寬，進一步驗證了該電源可輸出不同脈寬的脈沖電壓。

(a)輸出不同電壓

(b)輸出不同脈寬圖8 單信號驅動的固態(tài)脈沖源脈寬可調(diào)和電壓可調(diào)波形

為驗證該電源可應用不同阻值負載的功能，測試了工作電壓為800 V，Q1信號脈寬為200 ns，負載分別為500 Ω和2 kΩ的輸出脈沖波形，如圖9所示。從圖中可明顯看出，負載為500 Ω和2 kΩ的輸出波形脈沖頂寬與Q1驅動信號脈寬保持一致，下降沿分別為352 ns和903 ns，負載阻值越大，下降沿越大，這是由于在相同幅值的電壓下，阻值越大，放電電流越小，因此負載越大輸出脈沖的下降沿越大。

圖9 不同阻值負載單信號驅動的固態(tài)脈沖源輸出波形

3 結 論

上面提出的單信號驅動的固態(tài)脈沖源只需單個驅動信號即可控制整套電源的開通和關斷，通過控制第一級開關的導通狀態(tài)，自行導通和關斷其余開關，極大簡化驅動電路，大幅縮減系統(tǒng)的體積和質(zhì)量，最終輸出幅值高達8 kV、脈寬200～800 ns的脈沖電壓，對于生物醫(yī)學應用、腫瘤消融以及污水處理有重大意義。但該技術由于充電電阻的存在造成系統(tǒng)的充電速度較慢，充電損耗較大且輸出脈沖頻率會受到限制，今后將圍繞這些問題展開研究工作。