顧小明，李 歡，徐晴昊

（中國電子科技集團公司第五十八研究所，江蘇無錫 214072）

1 引言

隨著集成電路工藝技術(shù)的進步，常見處理器（FPGA、CPU 等）的供電日益朝著更低工作電壓、更高工作電流的方向發(fā)展，這對外圍電源管理芯片提出了更高的要求，需要供電系統(tǒng)有出色的負載電流瞬態(tài)切換響應(yīng)，需要更好的負載調(diào)整率保證主控制器能穩(wěn)定工作。在射頻微波及A/D、D/A 等模擬系統(tǒng)中，對供電電源的紋波要求也越來越高，以確保系統(tǒng)的干擾噪聲最小，提高系統(tǒng)的靈敏度。

同時，電源管理芯片及電源微模塊本身也在往高輸出功率密度方向發(fā)展。凌力爾特（Linear）公司（現(xiàn)已被ADI 公司收購）最新的電源微模塊LTM4700 單路輸出電流已經(jīng)可以達到50 A，雙路并聯(lián)100 A，若采用多相并聯(lián)技術(shù)，輸出電流將成倍提高。

本文從兩類常見的DC/DC 電源管理芯片的功率級電流路徑開始介紹，闡述如何規(guī)劃功率級電流路徑以提高測試的準(zhǔn)確性和應(yīng)用的可靠性。

2 兩類常見的DC/DC 變換器功率級電流特性

2.1 LDO 功率級電流特性

LDO 是一種最簡單的非隔離DC/DC 變換器，基本邏輯框圖如圖1 所示，主要由調(diào)整管Q、輸出電容C、等效負載RL組成功率級；由輸出電壓反饋網(wǎng)絡(luò)（R1、R2）、誤差放大器EA（誤差放大器的輸出一般還會有一個環(huán)路補償網(wǎng)絡(luò)，由RC、CC1及CC2組成，不同電路結(jié)構(gòu)、補償網(wǎng)絡(luò)會有差別）、內(nèi)部基準(zhǔn)VREF及控制驅(qū)動電路（Control&Driver）組成閉環(huán)控制調(diào)節(jié)系統(tǒng)。

LDO 的詳細工作原理可以參考相關(guān)文獻[1]，這里重點指出LDO 功率級電流特點，正如圖1 中粗箭頭所示，負載電流從供電端VPIN開始，經(jīng)過調(diào)整管Q，其中有一小部分為輸出電容C 充電存儲能量，另外絕大部分為負載RL提供負載電流。在負載電流由輕載到重載做動態(tài)切換的瞬間（di/dt＞0），電容C 中儲存的電荷將通過負載RL釋放，提供瞬態(tài)負載電流，此時電容正極P 點的電壓會有短暫的跌落，直到LDO 的環(huán)路動態(tài)調(diào)節(jié)機制起作用，使流過調(diào)整管Q 的電流變大以滿足負載需求；在負載電流由重載到輕載做動態(tài)切換的瞬間（di/dt＜0），電容C 吸收多余的功率管電流，將電流以電荷形式儲存在電容中，此時電容正極P 點的電壓會有短暫的上沖，直到LDO 的環(huán)路動態(tài)調(diào)節(jié)機制起作用，使流過調(diào)整管Q 的電流減小以滿足負載需求。

圖1 LDO 基本邏輯框圖

根據(jù)基本的基爾霍夫電學(xué)原理[2]，穩(wěn)態(tài)負載電流流過負載RL后，應(yīng)該最終流到供電電源的負端，構(gòu)成單一的閉環(huán)回路，而且返回電流的大小等于負載電流。動態(tài)負載電流在輸出電容及負載之間形成閉環(huán)路徑。

目前主流IC 器件廠商（TI、ADI 等）的高性能LDO 產(chǎn)品穩(wěn)定輸出電流已經(jīng)可以達到7.5 A 以上，這樣的電流返回路徑如果和LDO 的靜態(tài)電流（內(nèi)部控制邏輯消耗的電流）返回路徑交匯點選擇不當(dāng)會導(dǎo)致LDO 不能穩(wěn)定工作，因為LDO 內(nèi)部電路參考電位點（LDO 的接地端口，圖1 中SG 節(jié)點）有可能會隨著負載電流的變化而變化。參考電位點對模擬電路來說至關(guān)重要，不確定的參考電位點將使內(nèi)部參考基準(zhǔn)及偏置電路失去作用。

2.2 BUCK 變換器功率級電流特性

開關(guān)式的DC/DC 拓撲結(jié)構(gòu)眾多，本文以一個最簡單的BUCK 結(jié)構(gòu)[3]為例闡述功率級電流路徑，該分析思路同樣適合其他拓撲結(jié)構(gòu)。

一個BUCK 變換器基本邏輯框圖如圖2 所示。左邊和LDO 類似，屬于環(huán)路控制及驅(qū)動邏輯，區(qū)別是需要輸出兩路互補對稱的柵極驅(qū)動信號以驅(qū)動后續(xù)的功率管。右邊為BUCK 變換器的功率級，由兩個功率MOSFET（上管Q1、下管Q2）、一個電感L、輸出電容C及等效負載RL構(gòu)成。

強制連續(xù)[3]工作模式下的BUCK 變換器在一個開關(guān)周期內(nèi)有兩種工作狀態(tài)。（1）TON 狀態(tài)，此時上管Q1 導(dǎo)通，下管Q2 關(guān)閉，供電端VPIN開始向負載RL提供電流。瞬時電感電流IL波形如圖2 右上角所示，是一種周期性的脈動電流。在功率管Q1 開啟后近似按照一定的斜率上升，在Q1 關(guān)閉時刻達到最大。流過電感的電流IL一部分給負載RL提供負載所需的電流，一部分給輸出電容C 充電存儲能量；同時根據(jù)電磁感應(yīng)定律，在電感中也會存儲一定的磁場能量。

圖2 BUCK 變換器基本邏輯框圖

這個階段的功率級電流路徑如圖3 所示，電感電流在節(jié)點P 處分成兩個支路，一路經(jīng)過電容C，一路經(jīng)過負載RL，最終都會回到供電端的負端。

圖3 BUCK 變換器TON 狀態(tài)下功率級電流路徑

（2）TOFF 狀態(tài)。此時上管Q1 關(guān)閉，下管Q2 導(dǎo)通，供電端VPIN停止向負載RL提供電流。瞬時電感電流IL波形如圖2 右上角所示，仍然是一種周期性的脈動電流。在功率管Q1 關(guān)閉、Q2 導(dǎo)通后，IL近似按照一定的斜率下降，在Q2 關(guān)閉時刻達到最小。

這個階段負載RL的電流完全由預(yù)先儲存好能量的電感L 及輸出電容C 提供，TOFF 狀態(tài)下功率級電流路徑如圖4 所示。此時的負載電流是由兩條支路電流疊加產(chǎn)生的，每條支路電流有自己的閉環(huán)路徑。儲能元件L 及C 均通過節(jié)點P 向負載RL提供電流，此時有兩條閉合的電流回路，一條是由電感L、負載RL及下管Q2 構(gòu)成的電感電流回路，另外一條是由電容C 及負載電阻RL構(gòu)成的電容放電回路。

圖4 BUCK 變換器TOFF 狀態(tài)下功率級電流路徑

在TOFF 狀態(tài)下，電感L 及電容C 均類似于一種電流變化幅度隨時間逐漸減小的電流源，功率級是一種零輸入響應(yīng)系統(tǒng)[2]。電流只在電感L、電容C 及負載RL內(nèi)流動，并不需要回到供電端VPIN的負端，這是和LDO 最大的不同點。

3 非理想導(dǎo)線對電流傳輸?shù)挠绊懠疤幚泶胧?/h2>

3.1 非理想導(dǎo)線[4]

導(dǎo)線是電流流通的載體，理想的導(dǎo)線沒有任何寄生參數(shù)（電阻、電感及電容）。實際情況是根據(jù)導(dǎo)線中傳輸?shù)男盘栴愋筒煌枰⒉煌膶?dǎo)線模型，對于射頻微波類的高頻信號需要建立高階的微帶線模型[5]（引入特征阻抗、電感及電容對信號傳輸?shù)挠绊懀?；對于直流低頻信號，尤其是低頻大電流傳輸時，需要建立分布式電阻導(dǎo)線模型。

非理想導(dǎo)線分布式電阻模型如圖5 所示，對于非理想的導(dǎo)線可以用理想導(dǎo)線串聯(lián)單位長度的等效電阻（r特定截面積）來表示。常見的導(dǎo)電介質(zhì)為銅，銅的標(biāo)準(zhǔn)電阻率ρ＝0.0175 Ω·mm2/m，即一根截面積為1 mm2的銅線，如果長度為1 m，那么這根導(dǎo)線的等效電阻為0.0175 Ω。如果有10 A 的電流通過這根導(dǎo)線（從A 流到B），根據(jù)歐姆定律，在導(dǎo)線的兩端將會有0.175 V 的壓差。很顯然這樣的壓差在測試和應(yīng)用中是不能接受的。比如對于一個1.2 V 輸出的DC/DC 變換器，如果輸出額定10 A 電流經(jīng)過這根導(dǎo)線，在導(dǎo)線的另一端B 點電壓只有1.025 V，已經(jīng)超出常規(guī)的±10%電壓精度范圍。

圖5 非理想導(dǎo)線分布式電阻模型

在印刷電路板（PCB）上這樣的情況更明顯，因為印刷電路板上常見的銅皮厚度有18 μm（0.5 盎司）、35 μm（1 盎司）、55 μm（1.5 盎司）、70 μm（2 盎司）4種，銅皮的有效寬度也有限，這將導(dǎo)致有效截面積變小，比如對于一塊35 μm 厚的銅皮，如果導(dǎo)線寬度為1 mm，那么每隔10 mm 就會有大約5 mΩ 電阻。

DC/DC 變換器或者電源模塊在測試和應(yīng)用中一般均安裝在印刷電路板上，因此在高功率密度、大電流負載情況下不得不考慮銅皮電阻帶來的影響，在電流突變的情況下還需考慮寄生電感的影響。

對于DC/DC 的功率級拓撲結(jié)構(gòu)，定義從源端（功率級的母線端VPIN或者儲能元件電感L、電容C）到負載RL之間的電流路徑為電流的前進路徑；定義電流經(jīng)過負載RL回到源端的路徑為電流的返回路徑。

在圖3 中，假設(shè)有一束50 A 的電流從節(jié)點P開始，經(jīng)過一段導(dǎo)線到達節(jié)點VOUT，之后立即進入負載電阻RL，然后從RL的PGR 節(jié)點流出回到電源的負端PG 節(jié)點。A、B 是P 至VOUT電流前進路徑上的任意兩點，C、D 是PGR 至PG 電流返回路徑上的任意兩點。根據(jù)導(dǎo)線分布式電阻模型，若以C 點為參考點分別測量A 點及B 點的電壓將各不相同，因為AB 之間存在分布式電阻，50 A 的電流從A 點流到B 點必然會在A、B 之間形成壓差；同樣，在電流的返回路徑C、D 之間也必定存在著一定的壓差。這個結(jié)果將對電源管理芯片的測試及應(yīng)用帶來兩個問題：（1）DC/DC閉環(huán)控制環(huán)路輸出電壓采樣點VOUT應(yīng)該選擇在電流前進路徑上的何處；（2）DC/DC 電源變換器實際的參考“地”在哪里。

3.2 處理措施

圖1 及圖2 展示的兩類基本DC/DC 變換器的結(jié)構(gòu)雖然工作原理不同，但在電路結(jié)構(gòu)上均可分成功率級及邏輯控制兩部分。將這兩部分結(jié)合在一起的是閉環(huán)控制環(huán)路，包括電壓采樣及電流采樣控制環(huán)路。一般邏輯控制部分有獨立的參考電位點SG，其內(nèi)部基準(zhǔn)電路、誤差放大器電路、電壓/電流采樣等電路均以SG 為參考電位點。但是SG 不能和功率級的參考電位點PG 獨立開，必須采用合適的方式連接在一起，因為反饋采樣電路采集的是功率級狀態(tài)變量，為此需要分兩步完成。

第一步，需要確定功率級的參考電位點PG。根據(jù)前面闡述的LDO 及BUCK 功率級電流路徑特點，穩(wěn)態(tài)LDO 功率級電流最終都將回到VPIN的負端；輸出瞬態(tài)電流由輸出電容C 吸收（di/dt＜0）或釋放（di/dt＞0），輸出電容C 的負極PG 是瞬態(tài)電流的必經(jīng)路徑。根據(jù)電流疊加原理[2]，通過合理的布局，將輸出電容C 的負極PG 放置到穩(wěn)態(tài)電流返回路徑上，就可以將瞬態(tài)電流路徑和穩(wěn)態(tài)電流路徑合并在一起。為了兼顧穩(wěn)態(tài)電流最終都將回到VPIN的負端，還需要將PG 點盡量靠近VPIN的負端，常見的做法是將VPIN的輸入電容負極和輸出電容C 的負極PG 放置在同一片緊湊的區(qū)域內(nèi)，這樣可以消除非理想導(dǎo)線在電流返回路徑上產(chǎn)生的電位差。采用類似的方法，將BUCK 電路功率級輸出電容C 的負端PG 盡量靠近VPIN的輸入電容負端，這樣可以保證在TON 狀態(tài)下電流的返回路徑最短；在TOFF 狀態(tài)下，電感分支電流需要通過下管Q2 的PGQ 點才能形成閉環(huán)回路，因此還需要將下管Q2 的PGQ 節(jié)點（一般是功率管源極）也盡量靠近輸入/輸出電容的負極放置，以減小輸出電容負極、輸入電容負極及下管Q2 源極PGQ 之間（在大電流負載情況下）的壓差。經(jīng)過合理布局可以使每一路支路電流均在一個緊湊的區(qū)域內(nèi)匯合，這個緊湊的區(qū)域內(nèi)各點的電位差幾乎為零，是功率級的參考電位點PG。

第二步，確定控制邏輯參考電位點SG 和功率參考電位點PG 的連接方式。邏輯控制部分的內(nèi)部基準(zhǔn)電壓源、恒流源、誤差放大器的輸出等均為敏感信號，這些敏感信號需要一個統(tǒng)一的參考電位點SG。電流型DC/DC 控制器[3]的邏輯控制部分還需要采集功率級的輸出電壓、瞬態(tài)電感電流這兩個狀態(tài)變量。瞬態(tài)電感電流根據(jù)控制策略的不同又分為峰值電流采樣和谷值電流采樣。無論是峰值電流還是谷值電流均需要經(jīng)過功率級的參考電位點PG 才能形成閉環(huán)路徑；同時，邏輯控制部分并不直接處理電感電流信號，而是通過上管/下管的導(dǎo)通電阻將其轉(zhuǎn)換成電壓信號。因此邏輯控制部分的參考電位點SG 和功率部分的參考電位點PG 不能存在電位差，否則由電感電流信號轉(zhuǎn)換成的電壓信號在邏輯控制部分將不能如實反映電感電流的瞬態(tài)變化，因此需要將SG 和PG 進行等電位連接。在實際應(yīng)用中可以在PCB 上規(guī)劃出一片獨立的銅皮區(qū)域，將所有需要模擬參考電位點SG 的信號（基準(zhǔn)電壓源的參考點、誤差放大器的補償網(wǎng)絡(luò)參考點等）先全部連接到這片獨立的區(qū)域，然后通過“一點接地”的方式將此區(qū)域連接到功率級的參考電位點PG。

對于輸出可調(diào)的DC/DC 電源系統(tǒng)，反饋電壓采樣點VOUTS的選取有兩種方式：（1）近端采樣將采樣點取在圖1、圖2 中的P 點，對于LDO，調(diào)整管Q 的輸出端和輸出電容的交匯點P 是合適的取樣點，DC/DC 拓撲結(jié)構(gòu)中輸出電容和電感的交匯點P 是合理的取樣點，電感和電容布局應(yīng)盡量緊湊；（2）遠端采樣將采樣點取在靠近負載的一端VOUT點。

選取好參考電位點PG 及輸出電壓采樣點后，電源系統(tǒng)中常見的線性調(diào)整率、負載調(diào)整率、動態(tài)負載響應(yīng)等指標(biāo)的測量均需要采用開爾文的測量方式，測量的參考點必須為PG 點，輸出測量點在實際的VOUT處，這樣測量出的參數(shù)才是真實可信的。

4 實際案例及測試效果

4.1 實際案例

以凌力爾特公司的集成功率管DC/DC 變換器LTC3605 為例，結(jié)合前述的功率級電流特點，實際制作了一塊LTC3605 裸芯評估驗證板，如圖6 所示。圖中輸入電容（C3、C4）、輸出電容（C1、C2）的負極及內(nèi)置功率管的源端S 通過過孔連接到內(nèi)部大片覆銅層，作為功率級電流的返回路徑，各支路電流在圖中粗線框內(nèi)的緊湊區(qū)域交匯；模擬信號的參考電位點SG 是一小塊獨立的區(qū)域，最終通過一根粗銅線連接到輸出電容C1的負端。

圖6 LTC3605 驗證板

4.2 實測效果

實測輸入12 V 轉(zhuǎn)3.3 V、負載電流4 A 的LTC3605 驗證板的動態(tài)負載響應(yīng)如圖7 所示[6]。在負載動態(tài)切換過程中，輸出電壓下沖24.8 mV，恢復(fù)時間19 μs，上沖18.8 mV，恢復(fù)時間24 μs，紋波小于15 mV，遠小于輸出電壓精度誤差10%（300 mV）。表1 為實測值和國外電路手冊值對比情況。評估板布局特性較好，滿足使用要求。

圖7 LTC3605 驗證板的動態(tài)負載響應(yīng)及紋波特性

表1 實測參數(shù)對比

5 總結(jié)

本文重點闡述了兩類基本DC/DC 電源變換器功率級電流路徑的特點，考慮傳輸導(dǎo)線電阻帶來的影響，在測試和應(yīng)用電源管理芯片時應(yīng)注意以下幾點：（1）在大電流測試及應(yīng)用場合，傳輸線寄生阻抗帶來的影響不可忽略，有條件應(yīng)盡可能采用多層板設(shè)計，降低傳輸線阻抗帶來的壓差，太大的壓差會影響電源系統(tǒng)的負載調(diào)整率指標(biāo)；（2）根據(jù)不同的拓撲結(jié)構(gòu)，應(yīng)仔細研究功率級瞬態(tài)電流特性，合理規(guī)劃好電流路徑尤其是返回電流的路徑，選擇合適的功率級參考電位點，應(yīng)當(dāng)充分重視模擬小信號參考電位點和功率級參考電位點的連接方式；（3）對于邏輯控制部分，敏感信號應(yīng)做適當(dāng)?shù)钠帘伪Ｗo，使其遠離開關(guān)節(jié)點信號。