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        煤礦直流微電網(wǎng)直流變換器的線性自抗擾控制

        2022-08-30 03:13:24郭殿林
        黑龍江科技大學學報 2022年4期
        關(guān)鍵詞:信號

        郭殿林, 胡 攀

        (黑龍江科技大學 電氣與控制工程學院, 哈爾濱 150022)

        0 引 言

        煤層氣因其低排放與低污染的特點受到人們的廣泛關(guān)注。我國煤層氣資源豐富,位列世界前三。傳統(tǒng)煤層氣開采主要由電網(wǎng)供電,但在實際應用中負載率低、功率因數(shù)低及效率低等問題明顯。由于煤層氣資源分布范圍廣、地理位置偏遠,井與井之間的距離往往超過設(shè)計供電半徑,這就導致變壓器數(shù)量增多,造成高額設(shè)備投入和較高的能量損耗。此外,電網(wǎng)三相不平衡的問題還會導致系統(tǒng)的安全性和穩(wěn)定性降低。針對上述問題,引入直流微電網(wǎng)系統(tǒng)。直流微電網(wǎng)采用太陽能和風力等分布式發(fā)電系統(tǒng),因地制宜,就近發(fā)電,能有效地減少線路損耗。同時,直流供電極大地減少了微網(wǎng)中無功功率的存在,功率因數(shù)明顯提高。另外,直流微網(wǎng)提供的電能質(zhì)量更高,負載運行不會受到電網(wǎng)諧波和三相不平衡的影響。

        直流微電網(wǎng)采用直流母線來統(tǒng)一電壓等級,通過不同的電力電子變換器與各模塊連接。其中,儲能模塊通過雙向DC-DC變換器與直流母線連接,使能量能夠雙向流動,實現(xiàn)節(jié)能的目的。徐潘[1]采用雙向半橋DC-DC變換器,該種拓撲結(jié)構(gòu)簡單,但是開關(guān)管電壓應力高,無法應用于大功率場合。朱勝杰等[2]對雙向全橋結(jié)構(gòu)進行了研究,該種拓撲能實現(xiàn)電氣隔離,但是能量傳遞次數(shù)較多,整體損耗較大。陳紅星等[3]利用反向耦合電感對雙向Cuk電路進行了改進,但該拓撲電感數(shù)量較多,導致設(shè)備體積偏大。在控制策略方面,王向宇等[4]提出了一種帶有輸入電壓前饋的模糊PI控制策略,能有效提高變換器的動態(tài)性能,但是輸出仍然存在超調(diào)。陳建龍[5]采用改進的單周期控制來控制雙向DC-DC變換器,此控制下系統(tǒng)的響應速度更快,但是超調(diào)大于傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制方式。梅楊等[6]提出了交錯并聯(lián)Buck-Boost變換器的模型預測控制,該方法可以使直流母線電壓和實際電感電流準確追蹤給定值,但是需要對變換器所有開關(guān)狀態(tài)建模和進行復雜的函數(shù)計算,且仍然存在超調(diào)。許力等[7]利用分數(shù)階微積分理論對變換器做雙閉環(huán)控制,該方法需要對變換器不同模式進行小信號建模并依據(jù)穿越頻率和轉(zhuǎn)折頻率對所有控制器的三個參數(shù)進行整定,參數(shù)較多,計算過程復雜。筆者采用交錯并聯(lián)Buck-Boost主要拓撲結(jié)構(gòu),該拓撲具有器件電壓應力低、輸出電流紋波小的優(yōu)點,交錯并聯(lián)的結(jié)構(gòu)保證了線路冗余,可以提高其可靠性。在控制策略方面,利用線性自抗擾控制器來對變換器的電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)進行控制,該控制器不依賴變換器的精確模型,可以在保證系統(tǒng)快速響應的同時,實現(xiàn)無超調(diào)。

        1 Buck-Boost變換器工作原理

        在直流微電網(wǎng)中,交錯并聯(lián)Buck-Boost變換器的主要作用是實現(xiàn)電能在蓄電池與直流母線之間的雙向流動,如圖1所示。

        變換器有兩種工作模式:一種是Boost模式,如圖2a所示。能量從左向右流動,電路等效為交錯并聯(lián)Boost電路。此模式下,開關(guān)管S1、S3作為主功率開關(guān)管交錯工作,開關(guān)管S2、S4不工作,其反向并聯(lián)二極管D2、D4作為續(xù)流二極管工作。另一種是Buck模式,如圖2b所示。能量從右往左流動,電路等效為交錯并聯(lián)Buck電路。此模式下,開關(guān)管S2、S4作為主功率開關(guān)管交錯工作,開關(guān)管S1、S3不工作,其反向并聯(lián)二極管D1、D3作為續(xù)流二極管工作。

        2 系統(tǒng)控制策略

        2.1 雙閉環(huán)控制

        交錯并聯(lián)Buck-Boost變換器的控制,主要目的是實現(xiàn)輸出端電壓能夠快速穩(wěn)定地達到設(shè)定值。實際應用中大多采用雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu),外環(huán)是電壓環(huán),內(nèi)環(huán)是電流環(huán)。由于電流內(nèi)環(huán)主要起快速跟隨的作用,對動態(tài)品質(zhì)要求不高。另外,結(jié)合自抗擾控制技術(shù)對模型參數(shù)不敏感的特性。同時,LESO的擴張狀態(tài)變量可以在線估計并實時補償建模誤差和不確定擾動。為簡化設(shè)計過程,電流環(huán)仍用PI調(diào)節(jié)器對電壓調(diào)節(jié)器的輸出值進行跟隨。為使在負載擾動等不確定因素影響下提高電壓控制的動態(tài)品質(zhì),電壓調(diào)節(jié)器采用二階線性自抗擾控制器,如圖3所示。

        2.2 線性自抗擾控制設(shè)計

        2.2.1 跟蹤微分器

        跟蹤微分器是對誤差信號進行處理的算法,目標是給輸入的信號安排合理的過渡過程,其結(jié)構(gòu)如圖4所示。輸入信號U(t)經(jīng)過跟蹤微分器處理輸出兩個信號U1(t)和U2(t)。其中,U1(t)不是簡單地對輸入信號U(t)的追蹤,在應對階躍信號時,U1(t)能夠以平滑的曲線來對其進行追蹤。而U2(t)是信號U1(t)的微分,U1(t)連續(xù),因此,其在物理上是能夠?qū)崿F(xiàn)的。

        誤差e(控制器輸出與給定值之差)的微分可直接用y的導數(shù)和U2(t)的差代替為

        e′=(y-U)′=y′-U2(t)。

        U1(t)的生成方法有很多種,其可由二階離散TD或非線性TD等各種方法生成,生成U1(t)被稱作“安排過渡過程”。在面對不同的系統(tǒng)和輸入信號時,可以靈活采用不同的控制算法,最終目的均是使U1(t)能夠平滑追蹤上U(t)。

        在Buck-Boost變換器中,當變換器處于Boost模式時,輸入信號U的給定值為1 000,在第0 s從0階躍到1 000。同樣的,在Buck模式時,輸入信號的給定值500也是一個階躍信號。設(shè)計的跟蹤微分器追蹤效果如圖5所示。

        2.2.2 線性擴張狀態(tài)觀測器

        由文獻[5]可知,變換器Boost模式占空比至輸出電壓的傳遞函數(shù)為

        UG——直流母線電壓;

        RE——負載等效電阻;

        Cb——電池側(cè)電容;

        L——交錯并聯(lián)中單相的電感。

        電壓外環(huán)的控制結(jié)構(gòu)如圖6所示。圖中,1/Um為載波。

        變換器電壓外環(huán)數(shù)學模型為

        整理為微分方程:

        u——LADRC輸出的控制量;

        f1——外部擾動;

        y——系統(tǒng)輸出;

        ω——外擾;

        t——時變狀態(tài);

        b——控制量的增益。

        b是系統(tǒng)的固有參數(shù),無法精確估算,記其估計值為b0,將對b估計不準的部分(b-b0)u歸入擾動中:

        (1)

        設(shè)計一個矩陣來構(gòu)造LESO,使LESO的輸出量z1、z2和z3能夠跟蹤上x1、x2和x3。

        代入矩陣得線性擴張狀態(tài)觀測器的狀態(tài)空間方程為

        式中:b0——未知參數(shù),需要通過推導計算得出;

        2.2.3 狀態(tài)誤差反饋控制律

        在成功構(gòu)建LESO后,系統(tǒng)可以等效為串聯(lián)積分型。令u=(u0-z3)/b0,代入式(1)得:

        對于串聯(lián)積分型,狀態(tài)誤差反饋控制律的構(gòu)建可以被大大簡化,利用簡單的PD控制就能對系統(tǒng)進行有效控制

        u0=kp(r-z1)-kdz2。

        2.3 移相控制

        為了降低交錯并聯(lián)Buck-Boost變換器的控制難度,采用移相控制對變換器進行控制,通過PWM調(diào)制使兩個主開關(guān)管之間導通角互差180°(Boost模式下S1、S3導通角互差180°,Buck模式下S2、S4互差180°)。

        開關(guān)管S1、S3所接收的PWM脈沖信號如圖7所示,S3所接收的脈沖信號相較于S1的滯后180°。

        3 仿真與結(jié)果分析

        3.1 仿真模型

        為驗證文中方案的有效性,在Matlab/Simulink中搭建仿真模型,變換器的兩種模式分別進行仿真,搭建的仿真模型如圖8所示。

        在Boost模式時,輸入端設(shè)置為額定電壓為500 V的鋰電池,輸出端采用電阻來等效,輸出端目標電壓設(shè)定為1 000 V。在Buck模式下,由于輸入端變成直流母線,采用1 000 V恒壓直流電源來等效,輸出端采用鋰電池模塊來進行仿真。仿真和實驗模型參數(shù)如表1所示。

        表1 仿真和實驗中系統(tǒng)模型參數(shù)

        3.2 分析結(jié)果

        兩種控制方式下Boost模式輸出端電壓仿真結(jié)果如圖9所示。圖中,LADRC控制下的變換器輸出端電壓在0.03 s上升至且穩(wěn)定在1 000 V。PI控制下的變換器輸出端電壓在0.014 s時升至1 000 V后繼續(xù)上升,在0.021 s升至峰值1 037.5 V后在0.054 s恢復并穩(wěn)定在設(shè)定值1 000 V。

        LADRC控制下Boost模式電感電流和總電流如圖10所示。從圖10可知,單個電感上的電流大小為變換器總電流的一半。兩電感電流紋波較大,波峰之間相差180°,疊加在一起紋波相互抵消,最終形成的總電流紋波大幅減小。

        兩種控制方式下Buck模式輸出端電池狀態(tài)如圖11所示。

        由圖11可知,在經(jīng)過短時間的啟動過程之后,電池電流穩(wěn)定,電池SOC、電池電壓逐漸上升,實現(xiàn)恒流充電。兩種控制方式有著相同的效果,但LADRC控制下的變換器具有更快的響應速度。

        4 結(jié) 論

        (1)在Boost模式升壓過程中,LADRC控制可以有效避免超調(diào),能夠使電壓更快地穩(wěn)定至目標值。

        (2)Buck模式下,在滿足穩(wěn)態(tài)性能的前提下,LADRC控制有著更快的響應速度,交錯并聯(lián)的結(jié)構(gòu)能有效降低電流紋波,并且在降低器件損耗和構(gòu)建更大電流系統(tǒng)等方面具有更大的優(yōu)勢。

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