郭殿林， 胡 攀

(黑龍江科技大學 電氣與控制工程學院， 哈爾濱 150022)

0 引 言

煤層氣因其低排放與低污染的特點受到人們的廣泛關(guān)注。我國煤層氣資源豐富，位列世界前三。傳統(tǒng)煤層氣開采主要由電網(wǎng)供電，但在實際應用中負載率低、功率因數(shù)低及效率低等問題明顯。由于煤層氣資源分布范圍廣、地理位置偏遠，井與井之間的距離往往超過設(shè)計供電半徑，這就導致變壓器數(shù)量增多，造成高額設(shè)備投入和較高的能量損耗。此外，電網(wǎng)三相不平衡的問題還會導致系統(tǒng)的安全性和穩(wěn)定性降低。針對上述問題，引入直流微電網(wǎng)系統(tǒng)。直流微電網(wǎng)采用太陽能和風力等分布式發(fā)電系統(tǒng)，因地制宜，就近發(fā)電，能有效地減少線路損耗。同時，直流供電極大地減少了微網(wǎng)中無功功率的存在，功率因數(shù)明顯提高。另外，直流微網(wǎng)提供的電能質(zhì)量更高，負載運行不會受到電網(wǎng)諧波和三相不平衡的影響。

直流微電網(wǎng)采用直流母線來統(tǒng)一電壓等級，通過不同的電力電子變換器與各模塊連接。其中，儲能模塊通過雙向DC-DC變換器與直流母線連接，使能量能夠雙向流動，實現(xiàn)節(jié)能的目的。徐潘[1]采用雙向半橋DC-DC變換器，該種拓撲結(jié)構(gòu)簡單，但是開關(guān)管電壓應力高，無法應用于大功率場合。朱勝杰等[2]對雙向全橋結(jié)構(gòu)進行了研究，該種拓撲能實現(xiàn)電氣隔離，但是能量傳遞次數(shù)較多，整體損耗較大。陳紅星等[3]利用反向耦合電感對雙向Cuk電路進行了改進，但該拓撲電感數(shù)量較多，導致設(shè)備體積偏大。在控制策略方面，王向宇等[4]提出了一種帶有輸入電壓前饋的模糊PI控制策略，能有效提高變換器的動態(tài)性能，但是輸出仍然存在超調(diào)。陳建龍[5]采用改進的單周期控制來控制雙向DC-DC變換器，此控制下系統(tǒng)的響應速度更快，但是超調(diào)大于傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制方式。梅楊等[6]提出了交錯并聯(lián)Buck-Boost變換器的模型預測控制，該方法可以使直流母線電壓和實際電感電流準確追蹤給定值，但是需要對變換器所有開關(guān)狀態(tài)建模和進行復雜的函數(shù)計算，且仍然存在超調(diào)。許力等[7]利用分數(shù)階微積分理論對變換器做雙閉環(huán)控制，該方法需要對變換器不同模式進行小信號建模并依據(jù)穿越頻率和轉(zhuǎn)折頻率對所有控制器的三個參數(shù)進行整定，參數(shù)較多，計算過程復雜。筆者采用交錯并聯(lián)Buck-Boost主要拓撲結(jié)構(gòu)，該拓撲具有器件電壓應力低、輸出電流紋波小的優(yōu)點，交錯并聯(lián)的結(jié)構(gòu)保證了線路冗余，可以提高其可靠性。在控制策略方面，利用線性自抗擾控制器來對變換器的電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)進行控制，該控制器不依賴變換器的精確模型，可以在保證系統(tǒng)快速響應的同時，實現(xiàn)無超調(diào)。

1 Buck-Boost變換器工作原理

在直流微電網(wǎng)中，交錯并聯(lián)Buck-Boost變換器的主要作用是實現(xiàn)電能在蓄電池與直流母線之間的雙向流動，如圖1所示。

變換器有兩種工作模式：一種是Boost模式，如圖2a所示。能量從左向右流動，電路等效為交錯并聯(lián)Boost電路。此模式下，開關(guān)管S1、S3作為主功率開關(guān)管交錯工作，開關(guān)管S2、S4不工作，其反向并聯(lián)二極管D2、D4作為續(xù)流二極管工作。另一種是Buck模式，如圖2b所示。能量從右往左流動，電路等效為交錯并聯(lián)Buck電路。此模式下，開關(guān)管S2、S4作為主功率開關(guān)管交錯工作，開關(guān)管S1、S3不工作，其反向并聯(lián)二極管D1、D3作為續(xù)流二極管工作。

2 系統(tǒng)控制策略

2.1 雙閉環(huán)控制

交錯并聯(lián)Buck-Boost變換器的控制，主要目的是實現(xiàn)輸出端電壓能夠快速穩(wěn)定地達到設(shè)定值。實際應用中大多采用雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)，外環(huán)是電壓環(huán)，內(nèi)環(huán)是電流環(huán)。由于電流內(nèi)環(huán)主要起快速跟隨的作用，對動態(tài)品質(zhì)要求不高。另外，結(jié)合自抗擾控制技術(shù)對模型參數(shù)不敏感的特性。同時，LESO的擴張狀態(tài)變量可以在線估計并實時補償建模誤差和不確定擾動。為簡化設(shè)計過程，電流環(huán)仍用PI調(diào)節(jié)器對電壓調(diào)節(jié)器的輸出值進行跟隨。為使在負載擾動等不確定因素影響下提高電壓控制的動態(tài)品質(zhì)，電壓調(diào)節(jié)器采用二階線性自抗擾控制器，如圖3所示。

2.2 線性自抗擾控制設(shè)計

2.2.1 跟蹤微分器

跟蹤微分器是對誤差信號進行處理的算法，目標是給輸入的信號安排合理的過渡過程，其結(jié)構(gòu)如圖4所示。輸入信號U(t)經(jīng)過跟蹤微分器處理輸出兩個信號U1(t)和U2(t)。其中，U1(t)不是簡單地對輸入信號U(t)的追蹤，在應對階躍信號時，U1(t)能夠以平滑的曲線來對其進行追蹤。而U2(t)是信號U1(t)的微分，U1(t)連續(xù)，因此，其在物理上是能夠?qū)崿F(xiàn)的。

誤差e(控制器輸出與給定值之差)的微分可直接用y的導數(shù)和U2(t)的差代替為

e′=(y-U)′=y′-U2(t)。

U1(t)的生成方法有很多種，其可由二階離散TD或非線性TD等各種方法生成，生成U1(t)被稱作“安排過渡過程”。在面對不同的系統(tǒng)和輸入信號時，可以靈活采用不同的控制算法，最終目的均是使U1(t)能夠平滑追蹤上U(t)。

在Buck-Boost變換器中，當變換器處于Boost模式時，輸入信號U的給定值為1 000，在第0 s從0階躍到1 000。同樣的，在Buck模式時，輸入信號的給定值500也是一個階躍信號。設(shè)計的跟蹤微分器追蹤效果如圖5所示。

2.2.2 線性擴張狀態(tài)觀測器

由文獻[5]可知，變換器Boost模式占空比至輸出電壓的傳遞函數(shù)為

UG——直流母線電壓；

RE——負載等效電阻；

Cb——電池側(cè)電容；

L——交錯并聯(lián)中單相的電感。

電壓外環(huán)的控制結(jié)構(gòu)如圖6所示。圖中，1/Um為載波。

變換器電壓外環(huán)數(shù)學模型為

整理為微分方程：

u——LADRC輸出的控制量；

f1——外部擾動；

y——系統(tǒng)輸出；

ω——外擾；

t——時變狀態(tài)；

b——控制量的增益。

b是系統(tǒng)的固有參數(shù)，無法精確估算，記其估計值為b0，將對b估計不準的部分(b-b0)u歸入擾動中：

(1)

設(shè)計一個矩陣來構(gòu)造LESO，使LESO的輸出量z1、z2和z3能夠跟蹤上x1、x2和x3。

代入矩陣得線性擴張狀態(tài)觀測器的狀態(tài)空間方程為

式中：b0——未知參數(shù)，需要通過推導計算得出；

2.2.3 狀態(tài)誤差反饋控制律

在成功構(gòu)建LESO后，系統(tǒng)可以等效為串聯(lián)積分型。令u=(u0-z3)/b0，代入式(1)得：

對于串聯(lián)積分型，狀態(tài)誤差反饋控制律的構(gòu)建可以被大大簡化，利用簡單的PD控制就能對系統(tǒng)進行有效控制

u0=kp(r-z1)-kdz2。

2.3 移相控制

為了降低交錯并聯(lián)Buck-Boost變換器的控制難度，采用移相控制對變換器進行控制，通過PWM調(diào)制使兩個主開關(guān)管之間導通角互差180°(Boost模式下S1、S3導通角互差180°，Buck模式下S2、S4互差180°)。

開關(guān)管S1、S3所接收的PWM脈沖信號如圖7所示，S3所接收的脈沖信號相較于S1的滯后180°。

3 仿真與結(jié)果分析

3.1 仿真模型

為驗證文中方案的有效性，在Matlab/Simulink中搭建仿真模型，變換器的兩種模式分別進行仿真，搭建的仿真模型如圖8所示。

在Boost模式時，輸入端設(shè)置為額定電壓為500 V的鋰電池，輸出端采用電阻來等效，輸出端目標電壓設(shè)定為1 000 V。在Buck模式下，由于輸入端變成直流母線，采用1 000 V恒壓直流電源來等效，輸出端采用鋰電池模塊來進行仿真。仿真和實驗模型參數(shù)如表1所示。

表1 仿真和實驗中系統(tǒng)模型參數(shù)

3.2 分析結(jié)果

兩種控制方式下Boost模式輸出端電壓仿真結(jié)果如圖9所示。圖中，LADRC控制下的變換器輸出端電壓在0.03 s上升至且穩(wěn)定在1 000 V。PI控制下的變換器輸出端電壓在0.014 s時升至1 000 V后繼續(xù)上升，在0.021 s升至峰值1 037.5 V后在0.054 s恢復并穩(wěn)定在設(shè)定值1 000 V。

LADRC控制下Boost模式電感電流和總電流如圖10所示。從圖10可知，單個電感上的電流大小為變換器總電流的一半。兩電感電流紋波較大，波峰之間相差180°，疊加在一起紋波相互抵消，最終形成的總電流紋波大幅減小。

兩種控制方式下Buck模式輸出端電池狀態(tài)如圖11所示。

由圖11可知，在經(jīng)過短時間的啟動過程之后，電池電流穩(wěn)定，電池SOC、電池電壓逐漸上升，實現(xiàn)恒流充電。兩種控制方式有著相同的效果，但LADRC控制下的變換器具有更快的響應速度。

4 結(jié) 論

(1)在Boost模式升壓過程中，LADRC控制可以有效避免超調(diào)，能夠使電壓更快地穩(wěn)定至目標值。

(2)Buck模式下，在滿足穩(wěn)態(tài)性能的前提下，LADRC控制有著更快的響應速度，交錯并聯(lián)的結(jié)構(gòu)能有效降低電流紋波，并且在降低器件損耗和構(gòu)建更大電流系統(tǒng)等方面具有更大的優(yōu)勢。