王 銘，瞿佳俊，劉昌榮，徐大誠

(蘇州大學(xué) 電子信息學(xué)院，江蘇 蘇州 215000)

0 引 言

軟件定義無線電(software defined radio，SDR)是具有可編程、可重配置能力的新型無線電結(jié)構(gòu)[1]，基于通用射頻前端和信號處理平臺(如RTL SDR、HackRF One、USRP)，用軟件編程實現(xiàn)通信系統(tǒng)中的數(shù)據(jù)組包和調(diào)制解調(diào)。通過在軟件無線電平臺中搭建通信收發(fā)機，可靈活改變基帶電路結(jié)構(gòu)，降低產(chǎn)品開發(fā)成本并縮短設(shè)計周期，為基于特定通信協(xié)議的專用集成電路設(shè)計提供算法基礎(chǔ)。

針對WBAN無線體域網(wǎng)基帶處理模塊設(shè)計，文獻(xiàn)[2]提出了IEEE 802.15.6窄帶物理層接收機的幀同步，定時同步和載波頻率同步算法，不包含完整軟硬件電路實現(xiàn)。文獻(xiàn)[3]提出了基于IEEE 802.15.6 NB PHY層標(biāo)準(zhǔn)的硬件電路實現(xiàn)，包含支持π/2-DBPSK、π/4-DQPSK兩種調(diào)制的可重構(gòu)符號映射、解映射器，平方根升余弦滾降濾波器和前導(dǎo)碼粗定時、細(xì)定時同步等模塊。文獻(xiàn)[4]中同樣提出一種基于802.15.6協(xié)議的NB PHY基帶收發(fā)專用集成電路設(shè)計方案，提出支持DBPSK、DQPSK和D8PSK多種調(diào)制方式的可重構(gòu)符號映射器。

國內(nèi)在此方面研究較少，文獻(xiàn)[5]提出針對窄帶物理層前導(dǎo)碼在接收端的分組檢測、符號定時同步和載波偏移恢復(fù)的相關(guān)算法。文獻(xiàn)[6,7]基于FPGA平臺實現(xiàn)WBAN窄帶物理層收發(fā)架構(gòu)，配合射頻電路，對整個通信系統(tǒng)進行板級測試驗證。文獻(xiàn)[7]對系統(tǒng)做出點對點通信驗證，未從系統(tǒng)性能、誤包率等角度展開分析。

以上論文均采用硬件實現(xiàn)體域網(wǎng)通信系統(tǒng)。為了滿足當(dāng)前無線體域網(wǎng)絡(luò)設(shè)備高傳輸速率需求，結(jié)合IEEE 802.15.6協(xié)議中可重構(gòu)調(diào)制方式規(guī)定，本文擬采用π/2-DBPSK調(diào)制PLCP前導(dǎo)碼和幀頭，π/8-D8PSK調(diào)制PSDU。通過開源軟件無線電平臺GNU Radio與通用硬件外設(shè)USRP完成基于802.15.6協(xié)議標(biāo)準(zhǔn)的軟件無線電無線通信收發(fā)機，最后對系統(tǒng)進行性能分析。仿真和實驗結(jié)果均表明本系統(tǒng)能在低誤碼率下實現(xiàn)可靠通信。

1 軟硬件平臺及協(xié)議

1.1 軟件無線電平臺

軟件無線電平臺為無線通信系統(tǒng)設(shè)計與開發(fā)提供一種建立多模式、多頻段、多功能無線設(shè)備的有效且經(jīng)濟實用的解決方案，通過修改軟件代碼可方便切換網(wǎng)絡(luò)協(xié)議和調(diào)制方式，極大縮短開發(fā)周期和設(shè)計成本。

Matt Ettus 開發(fā)的USRP(universal software radio peripheral)是一種低成本、靈活的軟件無線電硬件平臺。母板USRP N210擁有兩路100 MS/s、14位模數(shù)轉(zhuǎn)換器，兩路400 MS/s、16位數(shù)模轉(zhuǎn)換器，帶可編程抽取率的數(shù)字下變頻，帶可編程插值率的數(shù)字上邊頻，千兆以太網(wǎng)接口，擴展用的2 Gbps高速串口，可處理帶寬高達(dá)100 MHz，流信號可達(dá)50 MHz。作為USRP N210的兼容射頻子板，WBX-40覆蓋頻段50 MHz～2.2 GHz，最大信號處理帶寬可達(dá)40 MHz，可提供100 mw功率輸出。

GNU Radio是一個開源的軟件無線電系統(tǒng)開發(fā)構(gòu)建平臺，允許開發(fā)者運用自帶信號處理模塊搭建系統(tǒng)(也可自行編寫樹外模塊)，完成系統(tǒng)開發(fā)設(shè)計和功能驗證。GNU Radio采用Python和C++語言混合編程的方式編寫代碼，SWIG(simplified wrapper and interface generator)作為Python和C++之間的接口轉(zhuǎn)換，將C++編寫的模塊用Python粘合在一起，以便讓上層Python自由調(diào)用由C++編寫的信號處理模塊。為簡化開發(fā)難度，GNU Radio使用GRC(GNU radio-companion)圖形化界面編程工具，將選用模塊拖曳到GRC終端，連接并運行程序后自動生成對應(yīng)Python腳本文件，實現(xiàn)整個信號處理系統(tǒng)流程。

1.2 基于802.15.6協(xié)議的WBAN無線體域網(wǎng)

作為線傳感器網(wǎng)的一個分支，無線體域網(wǎng)(wireless body area network，WBAN)主要應(yīng)用于遠(yuǎn)程醫(yī)療診斷和監(jiān)護[9,10]，通過在人體體表或體內(nèi)植入多個傳感節(jié)點，實時監(jiān)控使用者的生理特征及周圍環(huán)境信息，再通過無線信道將數(shù)據(jù)發(fā)送給中心節(jié)點Hub，中心節(jié)點作為中央處理單元，負(fù)責(zé)無線體域網(wǎng)內(nèi)部的通信控制及體域網(wǎng)與外部互聯(lián)網(wǎng)之間的數(shù)據(jù)通信。由于傳感節(jié)點資源有限，功耗管理成為WBAN發(fā)展的主要挑戰(zhàn)之一。

IEEE 802.15工作組于2012年3月發(fā)布了IEEE 802.15.6標(biāo)準(zhǔn)的正式版，該標(biāo)準(zhǔn)詳細(xì)規(guī)定了WBAN物理層(phy-sical layer，PHY)和媒體訪問控制(medium access control，MAC)層特性，提供無線體域網(wǎng)近距離(人體距離)、高速率、低功耗、高可靠無線通信組網(wǎng)的國際化標(biāo)準(zhǔn)[8]。WBAN的3種不同物理層包括窄帶(narrowband，NB)、超寬帶(ultra wideband，UWB)以及人體通信(human body communications，HBC)物理層，其中窄帶物理層是WBAN針對醫(yī)療電子領(lǐng)域優(yōu)化的低功耗物理層協(xié)議，強調(diào)信噪比在11 dB下系統(tǒng)的誤包率需低于10%。窄帶物理層不易受到人體自身的影響，并且小的帶寬減少了多路徑傳輸引起的碼間干擾，更適用于醫(yī)療應(yīng)用領(lǐng)域。

2 系統(tǒng)設(shè)計

2.1 通信系統(tǒng)流程

無線收發(fā)機整體框架如圖1所示，上半部分為發(fā)射機，下半部分為接收機，兩者通過天線通信。本文中，發(fā)射機將需要發(fā)送的數(shù)據(jù)按IEEE 802.15.6協(xié)議規(guī)定的PHY層和MAC層組包方式構(gòu)成完整的協(xié)議數(shù)據(jù)幀，隨后采用π/2-DBPSK和π/8-D8PSK兩種調(diào)制方式將比特數(shù)據(jù)映射到星座圖中，用I，Q兩路信號表示星座點的橫縱坐標(biāo)。經(jīng)調(diào)制后生成的兩路信號過采樣后通過平方根升余弦濾波器(SRRC)，抑制碼間串?dāng)_帶來的誤碼傳輸，提高頻帶利用率。以上功能在 GNU Radio 中以模塊化的形式完成后，通過以太網(wǎng)口將數(shù)據(jù)發(fā)送給USRP進行下一步操作。

圖1 無線收發(fā)機框架

經(jīng)成形濾波后的兩路信號仍為基帶信號，需通過上變頻將基帶信號頻譜搬移到射頻段以便用天線輻射出去。通過UHD控制USRP母板對信號進行內(nèi)插、數(shù)字上邊頻和數(shù)模轉(zhuǎn)換。內(nèi)插常用半帶濾波器(HBF)和積分梳狀濾波器(CICF)對基帶信號插值,提高采樣頻率，匹配輸入基帶信號速率和載波數(shù)據(jù)速率。內(nèi)插后的兩路信號分別與本地數(shù)控振蕩器(NCO)產(chǎn)生的數(shù)字余弦信號和正弦信號混頻到中頻，再經(jīng)DAC后轉(zhuǎn)成模擬中頻信號，由射頻子板中的模擬混頻器將信號頻譜搬移到射頻頻段后經(jīng)天線輻射完成信號發(fā)送。

接收機中，抽取及其之前工作與發(fā)射機呈鏡像關(guān)系，抽取后的信號經(jīng)以太網(wǎng)口送入GNU Radio中。通常，在接收端會存在加性噪聲、多徑效應(yīng)、頻率偏移、時鐘偏移等問題影響數(shù)據(jù)解調(diào)效果，其中頻率偏移是指發(fā)射端和接收端由于本地時鐘不同步導(dǎo)致信號頻率有偏差。另外，調(diào)制后信號會進行過采樣和脈沖成形操作，接收端需在過采樣點中尋找最適合的原始采樣點，盡可能降低碼間干擾影響。針對以上問題，本文采用GNU Radio中的鎖相環(huán)時鐘同步(polyphase clock sync)、CMA(constant modulus algorithm)均衡器和科斯塔斯環(huán)(costas loop)模塊。鎖相環(huán)時鐘同步模塊可以實現(xiàn)時鐘恢復(fù)和降采樣，內(nèi)部包含的匹配濾波器用于修正碼間干擾影響。系統(tǒng)傳遞函數(shù)是成形濾波器和匹配濾波器的乘積，匹配濾波使用和成形濾波一致的平方根升余弦濾波器，可使匹配濾波器的輸出信號圖形中，在每個符號的最佳采樣點處，其它符號功率都為零。CMA均衡器是為消除電磁波沿不同路徑傳播導(dǎo)致的多徑干擾，通過改變特定頻率的信號增益使接收端信號變得均衡?？扑顾弓h(huán)可為DBPSK和D8PSK實現(xiàn)相位和頻率同步。最后對同步后信號進行幀頭檢測和解映射，恢復(fù)數(shù)據(jù)。

2.2 802.15.6協(xié)議幀結(jié)構(gòu)

本文選用402～405 MHz 醫(yī)用植入通信服務(wù)(medical implant communications service，MICS)頻段范圍的窄帶物理層結(jié)構(gòu)，主要負(fù)責(zé)無線收發(fā)機的激活與失活、空閑信道評估(clear channel assessment，CCA)、數(shù)據(jù)發(fā)送與接收。傳輸時，將MAC層生成的物理層數(shù)據(jù)服務(wù)單元(PHY service data unit，PSDU)前加上物理層前導(dǎo)碼(physical layer convergence procedure preamble，PLCP Prea-mble)與物理層幀頭(physical layer convergence procedure preamble header，PLCP Header)組成物理層協(xié)議數(shù)據(jù)單元(physical protocol data unit，PPDU)，窄帶物理層及媒體訪問控制層幀結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 NB PHY層和MAC層幀結(jié)構(gòu)

90 bits的PLCP前導(dǎo)碼位于PPDU最前端，協(xié)助接收機完成定時同步以及載波偏移恢復(fù)，其中前63 bits用于包檢測、粗定時同步和載波偏移恢復(fù)，后27 bits用于細(xì)定時同步。為防止鄰頻干擾，前63 bits數(shù)據(jù)在奇偶信道上使用兩種不同的前導(dǎo)序列。

第二部分是PLCP幀頭，其目的是傳遞有關(guān)PHY參數(shù)的必要信息，以便在接收端解碼PSDU，包括信息數(shù)據(jù)率、PSDU幀體長度(不包括MAC頭和FCS)、突發(fā)模式、擾碼種子、幀頭檢測序列(HCS)和BCH奇偶校驗位等信息。幀頭檢測序列(HCS)是由PLCP幀頭的前15 bits數(shù)據(jù)通過循環(huán)冗余校驗(cyclic redundancy check,CRC)編碼形成的4 bits序列，CRC-4的生成多項式為g(x)=1+x+x4。 為滿足醫(yī)療檢測技術(shù)對數(shù)據(jù)可靠性的要求，設(shè)計中集成了BCH(63,51,t=2) 的縮短碼BCH(31,19,t=2)， PLCP幀頭的前19 bits通過此編碼后得到12 bits糾錯碼，最多能糾正2 bits數(shù)據(jù)位錯誤，采用BCH編碼可提高PLCP幀頭數(shù)據(jù)魯棒性，并減少數(shù)據(jù)重發(fā)次數(shù)。

最后一部分PSDU由MAC層生成，MAC層實現(xiàn)支持連接的基本功能，不進行帶有沖突避免的載波偵聽多路訪問(CSMA/CA)算法，而是開機后立即發(fā)送數(shù)據(jù)。PSDU包括7字節(jié)的MAC幀頭、可變長度的MAC幀體和2字節(jié)的幀檢測序列FCS，MAC幀頭包含幀控制字、接收端ID、發(fā)送端ID和體域網(wǎng)ID，F(xiàn)CS則由CRC-16編碼生成，接收時需刪除MAC幀頭并檢查FCS 是否正確。

PLCP幀頭和PSDU的調(diào)制參數(shù)見表1，本文PLCP幀頭采用π/2-DBPSK調(diào)制和BCH(31,19,t=2) 編碼方式；PSDU選用π/8-D8PSK調(diào)制，為簡化系統(tǒng)設(shè)計，PSDU未進行BCH編碼。

表1 PPDU調(diào)制參數(shù)

圖3為完整的NB PHY層收發(fā)機流程，該流程中包含PHY層調(diào)制參數(shù)的PHY幀頭經(jīng)CRC-4和BCH 編碼后與PLCP前導(dǎo)碼組成完整的PLCP幀，通過π/2-DBPSK調(diào)制，與π/8-D8PSK調(diào)制后的PSDU幀合并，經(jīng)成形濾波后送往射頻和天線部分；接收端數(shù)據(jù)經(jīng)匹配濾波后經(jīng)碼元同步和載波同步，將PLCP數(shù)據(jù)送往π/2-DBPSK解調(diào)，BCH解碼和CRC校驗，恢復(fù)PHY幀頭信息，PSDU根據(jù)PHY幀頭包含的解調(diào)參數(shù)和幀長度進行解調(diào)、解包。

圖3 NB PHY層收發(fā)機流程

2.3 調(diào)制與解調(diào)

相移鍵控及其衍生的差分相移鍵控是新一代數(shù)字通信系統(tǒng)常用的調(diào)制方式，而8PSK和D8PSK調(diào)制由于其較高的信息傳輸速率得到廣泛應(yīng)用，這兩種調(diào)制方式用一個符號代表3位的比特數(shù)據(jù)，理論上信息速率可達(dá)BPSK和DBPSK調(diào)制方式下信息速率的3倍。8PSK的載波相位有8種取值，輸入數(shù)據(jù)每3 bits為一組滿映射到8種不同的載波相位，載波相位的不同取值如下

φ=2πn/8

(1)

其中，n∈{0，1，2，3，4，5，6，7}。 二進制序列與載波相位的映射關(guān)系由星座圖確定，采用格雷碼對圖中星座點依次編碼，格雷碼中相鄰相位之間只有一位數(shù)據(jù)不同，即使相位判斷成相鄰相位時也只會產(chǎn)生一位數(shù)據(jù)的誤判，降低了數(shù)據(jù)傳輸?shù)恼`碼率。8PSK調(diào)制將符號映射的絕對相位加到載波中傳輸，載波信號在發(fā)射端和接收端都需要以一個固定的基準(zhǔn)相位作為參考相位，如果參考相位突然發(fā)生0到π或π到0的相位翻轉(zhuǎn)，都會導(dǎo)致接下來的一串?dāng)?shù)據(jù)在解調(diào)時出現(xiàn)0和1之間的翻轉(zhuǎn)，這種現(xiàn)象稱為“倒π”或“反向工作”。在通信過程中由于某種突發(fā)騷動導(dǎo)致分頻器狀態(tài)的翻轉(zhuǎn)或鎖相環(huán)路穩(wěn)定狀態(tài)的翻轉(zhuǎn)，都會導(dǎo)致倒π現(xiàn)象的發(fā)生，并且這種現(xiàn)象往往是不易被察覺的。針對這一問題，實際應(yīng)用中多采用多進制差分相移鍵控，解調(diào)時只考慮當(dāng)前相位和前一相位的差值，而不依賴載波相位的固定參考值，D8PSK的表達(dá)式可以寫成

s(t)=sin(ωct+φk)

(2)

φk=φk-1+Δφk

(3)

其中，ωc表示載波頻率，Δφk表示相對相位，φk表示絕對相位。由碼元符號映射的相對相位值加上前一個碼元的絕對相位得到當(dāng)前碼元的絕對相位，添加到調(diào)制載波中發(fā)送。D8PSK的相對相位星座如圖4所示。

圖4 D8PSK星座

對D8PSK的表達(dá)式式(2)展開可得

s(t)=cosφk·sinωct+sinφk·cosωct

(4)

令I(lǐng)k=cosφk，Qk=sinφk， 分別稱為s(t)的同相分量和正交分量，D8PSK信號s(t)由兩路頻率為ωc的正交載波信號與同相分量、正交分量分別相乘后相加組成。

關(guān)于D8PSK的解調(diào)有相干解調(diào)法，差分解調(diào)法和鑒頻法。其中鑒頻法實現(xiàn)最簡單，不過因其需要檢測8種電平，對帶通濾波器要求較高，故不采用。差分解調(diào)又稱相位比較法，屬于非相干解調(diào)的一種，因其不需要提取同步載波，實現(xiàn)起來比相干解調(diào)容易。相干解調(diào)法需要在接收端恢復(fù)出與輸入端嚴(yán)格同頻同相的載波信號，正交相干解調(diào)在解調(diào)端恢復(fù)出兩路正交的相干載波信號，即cosωct和sinωct，與s(t)相乘后濾除高頻分量得到解調(diào)信號。正交相干解調(diào)較差分解調(diào)法具有更低的誤碼率，針對無線體域網(wǎng)中高傳輸速率的可靠性要求，本文采用正交相干解調(diào)法進行解調(diào)。具體解調(diào)過程如下

m(t)=s(t)·2sin(ωct)=2sin(ωct+φk)·sin(ωct)= cosφk-cos(2ωct+φk)

(5)

n(t)=s(t)·2cos(ωct)=2sin(ωct+φk)·cos(ωct)= sin(2ωct+φk)+sinφk

(6)

分別濾除m(t)和n(t)的高頻分量可得Ik=cosφk，Qk=sinφk， 此時得到的是絕對相位的正余弦值，再通過式(7)和式(8)

I′k=cos(Δφk)=cos(φk-φk-1)=cosφk·cosφk-1+ sinφk·sinφk-1=IkIk-1+QkQk-1

(7)

Q′k=sin(Δφk)=sin(φk-φk-1)=sinφk·cosφk-1- cosφk·sinφk-1=QkIk-1-IkQk-1

(8)

可得相對相位的正余弦值，根據(jù)映射關(guān)系將此正余弦值解映射成比特流數(shù)據(jù)即可得到解調(diào)后的數(shù)據(jù)。由于傳輸過程中存在干擾，此時在接收端接收到的相位點會擴散在原本星座點的周圍，可通過比較接收相位點與各星座點之間的距離判斷應(yīng)解映射的符號數(shù)據(jù)。

π/2-DBPSK調(diào)制過程中，當(dāng)輸入數(shù)據(jù)為0時相對相位Δφ的取值為π/2；當(dāng)輸入數(shù)據(jù)為1時Δφ的取值為3π/2，再加上前一個碼元的絕對相位得到當(dāng)前碼元的絕對相位，其余調(diào)制解調(diào)過程同上。解調(diào)時由式(8)和π/2-DBPSK的星座圖可知：Q′k>0時，解調(diào)數(shù)據(jù)為0；Q′k<0時，解調(diào)數(shù)據(jù)為1。

3 平臺測試與驗證

3.1 D8PSK調(diào)制與解調(diào)仿真

為驗證D8PSK調(diào)制解調(diào)流程，本文在GNU Radio中搭建純軟件平臺，通過設(shè)置模塊中的參數(shù)模擬實際信道傳輸中諸如信道衰弱、時鐘偏移等問題。圖中“Random Periodic Message Source”模塊用于生成隨機的字節(jié)流數(shù)據(jù)，字節(jié)流數(shù)據(jù)前添加用于幀同步的前導(dǎo)碼0xA7B8后通過“Unpack K Bits”模塊轉(zhuǎn)為比特流數(shù)據(jù)，隨后經(jīng)串并轉(zhuǎn)換成3路數(shù)據(jù)，作為D8PSK調(diào)制的輸入，調(diào)制后的信號經(jīng)成形濾波后發(fā)送給接收端。“Channel Model”信道模塊中可以設(shè)置噪聲電壓、頻率偏移和時鐘偏移，還可以仿真?zhèn)鬏斝诺赖亩鄰叫?yīng)，模擬真實信道傳輸過程中信號遭受外界因素產(chǎn)生的影響。鎖相環(huán)時鐘同步模塊可以實現(xiàn)發(fā)送端和接收端的采樣時間同步，這里使用32個濾波器；CMA均衡器用于消除多徑效應(yīng)，這里使用11個抽頭；科斯塔斯環(huán)用于恢復(fù)接收端的相位和頻率偏差，針對D8PSK調(diào)制階數(shù)設(shè)置成8。此時經(jīng)符號定時同步和載波頻率同步后的數(shù)據(jù)可進行D8PSK解調(diào)，解調(diào)后的數(shù)據(jù)送往前導(dǎo)碼判決模塊“d8psk_packet_sink”中，若檢測到數(shù)據(jù)流中正確的前導(dǎo)碼則輸出隨后的數(shù)據(jù)流。Wireshark模塊是開源網(wǎng)絡(luò)實時數(shù)據(jù)抓包器，通過在輸入端和輸出端加入Wireshark模塊捕獲數(shù)據(jù)流信息進行比對，分析系統(tǒng)性能。D8PSK調(diào)制解調(diào)整體GRC流如圖5所示，Wireshark在第6幀的抓包結(jié)果如圖6所示，“depsk_in”界面的前5個字節(jié)為前導(dǎo)碼，后30字節(jié)為源數(shù)據(jù)，接收端“depsk_out”捕獲到和發(fā)送端同樣的數(shù)據(jù)，證明調(diào)制解調(diào)和同步時鐘恢復(fù)等模塊正常工作。

圖5 D8PSK調(diào)制解調(diào)流

圖6 輸入輸出端數(shù)據(jù)對比

3.2 基于 802.15.6 的收發(fā)系統(tǒng)驗證

完整的基于IEEE 802.15.6協(xié)議的收發(fā)系統(tǒng)驗證采用USRP N210母板、WBX-40射頻子板作為硬件平臺，裝有Ubuntu 18.04系統(tǒng)及GNU Radio 3.8.0.0軟件的PC作為軟件平臺，USRP由硬件驅(qū)動UHD控制。

軟件無線電系統(tǒng)的整體實物如圖7中所示，GRC流如圖8所示，其中“IEEE 802.15.6 PHY”模塊封裝了兩種調(diào)制解調(diào)方式及切換、PHY層的組包和解包、CRC和BCH碼的生成與校驗、前導(dǎo)碼的檢測與判決等具體子模塊。隨機數(shù)據(jù)源通過app in口流入MAC模塊進行MAC層組包，MAC頭中的幀控制字、發(fā)送端 ID、接收端ID和體域網(wǎng)ID參數(shù)如圖8中所示，MAC 組包好的數(shù)據(jù)進入PHY層加上PLCP后進行調(diào)制和成形濾波，送往USRP發(fā)送模塊“UHD：USRP Sink”，中心頻率設(shè)置為402 MHz～405 MHz。接收端將數(shù)據(jù)接收送入PHY層解調(diào)后進行PLCP頭的CRC-4和BCH校驗，若檢驗正確則將PSDU數(shù)據(jù)發(fā)送給MAC模塊，MAC層對數(shù)據(jù)進行CRC-16檢驗，若檢驗正確則將MAC幀體數(shù)據(jù)流入Wireshark，否則丟棄此幀。通過在信道中加入噪聲，用Wireshark捕捉輸入、輸出端數(shù)據(jù)分析系統(tǒng)性能。信噪比變化由信道注入的噪聲幅值控制，圖9展示了不同信噪比下系統(tǒng)誤包率，由圖可知信噪比在11 dB 時誤包率低于1%，系統(tǒng)具有可靠的準(zhǔn)確率。

圖7 收發(fā)系統(tǒng)實物

圖8 802.15.6收發(fā)系統(tǒng)流

圖9 系統(tǒng)誤包率

4 結(jié)束語

針對WBAN收發(fā)機，目前還沒有非常成熟高效的基帶處理模塊，本文提出一種基于IEEE 802.15.6窄帶物理層結(jié)構(gòu)的收發(fā)機系統(tǒng)設(shè)計，采用π/2-DBPSK和π/8-D8PSK兩種調(diào)制方式，并在軟件無線電平臺上實現(xiàn)完整的無線通信收發(fā)流程，采用CRC和BCH兩種編碼方式確保數(shù)據(jù)的可靠性傳輸。

后續(xù)工作中，將在該設(shè)計基礎(chǔ)上加入擴頻、交織、擾碼等模塊，以進一步提升系統(tǒng)魯棒性；深入研究WBAN中通信安全問題；在FPGA硬件平臺中進一步驗證NB PHY層基帶收發(fā)機功能，配合射頻電路構(gòu)成完整通信系統(tǒng)，進一步研究優(yōu)化系統(tǒng)功耗。