李洪珠 荊澤宇

(遼寧工程技術大學電氣與控制工程學院 葫蘆島 125105)

1 引言

近年來，隨著傳統(tǒng)化石能源的不斷減少，促使我們使用太陽能等新興能源。由于太陽能光伏發(fā)電系統(tǒng)的直流輸出電壓遠低于電網(wǎng)電壓，因此，使用增壓直流變換器勢在必行[1-3]。DC-DC變換器中非隔離型變換器具有功率密度高，只使用一個開關管等優(yōu)勢[4-5]，因而得到了普遍研究。

目前，為達到直流變換器增壓的目的，學者們提出了各種方案，文獻[6-7]在傳統(tǒng)變換器基礎上引入開關電感和開關電容，但提出的變換器所使用二極管和開關管等器件數(shù)量較多，增大了變換器的器件損耗和開關管控制難度。文獻[8]在前人的基礎上運用耦合電感技術，使得變換器升高電壓且減小了器件損耗，但由于漏感問題，開關管會有較大的電壓尖峰。文獻[9]增加無源箝位單元來吸收漏感能量，但是容易引起輸入電流的不連續(xù)問題。由于傳統(tǒng)的Sepic變換器輸入電流連續(xù)，且因其有輸入電感，因此可以減弱電路的EMI效應，且有輸入輸出同相的優(yōu)勢，因而得到了廣泛應用。文獻[10]將傳統(tǒng)Sepic變換器與升壓單元結(jié)合，但是所升高的電壓非常有限。文獻[11]將傳統(tǒng)Sepic變換器和Boost變換器進行組合，但組合變換器的開關管電壓應力較高，與輸出電壓相等。本文將文獻[12]中提出的電容-耦合電感-電容(Capacitance-coupled inductor-capacitance，CLC)倍壓單元引入傳統(tǒng)Sepic變換器，進而提出一種新型耦合電感增壓的Sepic變換器，該變換器實現(xiàn)了在升高電壓的同時極大地降低了開關管電壓應力。

所謂磁集成技術，是利用電力電子變換器中各磁性元件的磁通分布特點以及各繞組間的磁通耦合關系，將多個分立磁件從結(jié)構(gòu)上集中在一個磁心上，從而達到減少元件數(shù)量，減小變換器體積和重量，提高變換器功率密度的目的[13-14]。本文提出一種新型4-U型磁心結(jié)構(gòu)，與傳統(tǒng)的E-E型磁心結(jié)構(gòu)相比，磁通密度分布效果更好，同時集成磁件體積大大 減小。

2 變換器工作原理分析

2.1 拓撲結(jié)構(gòu)

提出的CLC耦合電感增壓的Sepic變換器拓撲如圖1a所示，其中CLC耦合電感倍壓單元是由耦合電感的副邊與電容C3、C4和二極管D2、D3構(gòu)成。對耦合電感進行等效變換后的等效電路如圖1b 所示。

圖1 CLC耦合電感增壓的Sepic變換器拓撲

為簡化分析，作出如下假設。

(1) 開關管和二極管均為理想器件。

(2) 電容的電容值足夠大，其端電壓保持 恒定。

2.2 工作模式分析

在電感電流連續(xù)工作(Continuous conduction mode，CCM)時，一個工作周期內(nèi)，變換器有5個工作模式，等效電路如圖2所示，主要工作波形如圖3所示。

(1) 工作模式1：如圖2a所示，L1儲能，耦合電感T原邊勵磁電感Lm和漏感Lk儲能。副邊繞組和C3、C4串聯(lián)給C5充電的同時與C2串聯(lián)給負載供電。在t1時刻，此工作模式結(jié)束。在此階段，iL1和iLm可以表示為

圖2 各工作模式等效電路

式中，k為耦合電感的耦合系數(shù)，為

(2) 工作模式2：如圖2b所示，t1時刻，開關管S關斷。漏感Lk與電源Vin和L1并聯(lián)經(jīng)D1給C1、C2充電并與C5串聯(lián)給負載供電，Lm通過耦合電感T釋放能量，副邊繞組和C3、C4串聯(lián)后與C5并聯(lián)共同給負載供電。由于此工作模式過程極短，可認為勵磁電感電流基本不變。在t2時刻，此工作模式結(jié)束。

(3) 工作模式3：如圖2c所示，t2時刻，C1和C2繼續(xù)充電，電源Vin、L1和C5繼續(xù)給負載供電，同時通過耦合電感T的副邊繞組分別給C3、C4充電。在t3時刻，此工作模式結(jié)束。在此階段，iL1和iLm可以表示為

(4) 工作模式4：如圖2d所示，t3時刻。電源Vin和L1給C1充電并通過耦合電感T的副邊繞組繼續(xù)分別給C3、C4充電。電容C2和C5串聯(lián)放電。在t4時刻，此工作模式結(jié)束。

(5) 工作模式5：如圖2e所示，t4時刻，開關管S導通。L1儲能，C1放電，C3、C4充電。C2和C5繼續(xù)串聯(lián)放電。在t5時刻，二極管D4導通，此工作模式結(jié)束，進入下一個工作周期。

圖3 變換器的主要波形圖(CCM)

3 變換器穩(wěn)態(tài)性能分析

3.1 電壓增益及電壓應力分析

在電感電流連續(xù)工作(CCM)時，為了便于穩(wěn)態(tài)分析，忽略過渡工作模式2和5，僅討論分析工作模式1、工作模式3和工作模式4。設耦合電感的匝比n為

當變換器在工作模式1時，根據(jù)圖2a，有如下電壓方程

式中，Vnp為耦合電感的原邊電壓。

當變換器在工作模式3時，根據(jù)圖2c，有如下電壓方程

由電感L1和Lm的伏秒平衡原理可得

式中，D為占空比。

將式(3)、(6)～(8)代入式(9)可得輸出電壓Vo的表達式為

根據(jù)式(10)可以得到，在CCM時，變換器電壓增益為

根據(jù)式(11)，MCCM與k、n以及D有關。關系曲線如圖4所示。由圖4可知，在D相同的條件下，當n不變時，k越大，變換器的電壓增益越高。當k不變時，n越大，變換器的電壓增益越高。

圖4 變換器電壓增益與k和n的關系曲線

為了便于簡化分析，假設k為1，即忽略漏感Lk的影響。此時變換器的電壓增益為

開關管S的電壓應力

二極管D1～D4的電壓應力為

根據(jù)式(13)和式(14)，VvpsS和VvpsD1相同，VvpsD2、VvpsD3和VvpsD4相同。在實際應用過程中，應依據(jù)變換器的工作需求，合理選擇各器件的型號。

3.2 臨界等效電感時間常數(shù)分析

在電感電流斷續(xù)工作(Discontinuous conduction mode，DCM)時，變換器的主要工作波形如圖5所示。設D1T為二極管電流iD1從峰值降到零的時間，D2T為勵磁電感電流iLm從峰值降到斷續(xù)的時間。變換器在DCM模式的穩(wěn)態(tài)分析類同于在CCM模式的穩(wěn)態(tài)分析，此處直接給出變換器在DCM時，電壓增益表達式如下

圖5 變換器的主要波形圖(DCM)

設iLeq為iLm和iin之和，其峰值為

式中，Leq為變換器的等效電感，為

由電容的安秒平衡原理可得，在一個周期T內(nèi)，電容C1～C5的平均電流為零，由此可得，所有二極管的平均電流等于輸出電流Io。其中，二極管D1和D2的平均電流為

設等效電感時間常數(shù) eqLτ為

聯(lián)立式(15)～(19)可得，變換器在DCM時，電壓增益為

當MCCM與MDCM相等時，變換器工作在臨界狀態(tài)，可以求得臨界等效電感時間常數(shù)為

取n為2，τeqBL與D的關系曲線如圖6所示。由圖6可知，當 eqLτ大于 eqBLτ時，變換器工作在CCM模式；當τeqL小于τeqBL時，變換器工作在DCM模式。在D取0.5時，τeqBL為0.003 57。

圖6 τeqBL 與D的關系曲線圖

利用臨界等效電感時間常數(shù)可以設計電感L1的參數(shù)。臨界狀態(tài)的電感L1B為

在實際應用過程中，應使得電感L1大于L1B，使變換器工作在CCM模式。

3.3 變換器性能對比

將本文所提變換器與傳統(tǒng)Sepic變換器、文 獻[10-11]的變換器做對比，參數(shù)對比情況如表1所示。取n為2，D為0.5時，與傳統(tǒng)Sepic變換器相比，本文提出的變換器升高了近7倍電壓增益，與此同時，開關管的電壓應力也降低了近7倍。

表1 不同變換器性能參數(shù)

當n=2時，各變換器的增益對比曲線如圖7所示?？梢钥闯?，本文提出的變換器的電壓增益在D小于0.8范圍內(nèi)明顯更高于其他Sepic變換器。雖然在D大于0.8時文獻[10]的電壓增益更高，但是屬于極限占空比情況，不符合實際應用。變換器的開關管電壓應力對比曲線如圖8所示，可以看出，在D大于0.45時本文提出的變換器開關管的電壓應力更小，雖然在D小于0.45時文獻[11]的開關管電壓應力略小一點，但是占空比無法符合實際情況。綜上所述，在有效占空比為0.45～0.8范圍內(nèi)，本文提出的變換器總體性能更好。

圖7 變換器增益對比曲線

圖8 變換器開關管電壓應力對比曲線

4 集成磁件設計

本設計試驗樣機的輸入電壓為12 V，輸出電壓為84 V，額定功率Po為60 W，取耦合電感匝比n為2，占空比D為0.5時，由式(17)、式(19)、式(21)和式(22)可以得出勵磁電感Lm可取50 μH，電感L1取20 μH。

4.1 磁心結(jié)構(gòu)

在傳統(tǒng)解耦磁集成使用的E-E型磁心的啟發(fā)下，提出4-U型磁心結(jié)構(gòu)如圖9所示，將變換器中的耦合電感繞制在磁心中柱上，使得耦合電感的原邊線圈和副邊線圈反向耦合。與傳統(tǒng)的E-E型磁心相比，本文提出4-U型磁心結(jié)構(gòu)具有如下優(yōu)點：磁心體積減小，磁通密度分布更加均勻。

圖9 4-U型磁心結(jié)構(gòu)

耦合電感的參數(shù)值如表2所示。本設計的最大磁通密度Bmax取0.3 T，計算的AP值為0.227 cm4。根據(jù)磁心手冊可知，額定功率為50 W所對應的磁心型號為EE28，提出4-U型磁心結(jié)構(gòu)中單個U型磁心型號為UU16。相應的磁心設計如表2所示。

表2 耦合電感設計參數(shù)及磁心設計

耦合電感的線圈有以下三種繞線方式。

方案一：在磁心整個中柱上先繞制耦合電感的原邊線圈；原邊線圈繞線完成后在此基礎上繞制耦合電感的副邊線圈。

方案二：在磁心中柱的上面部分先繞制耦合電感的原邊線圈；然后在磁心中柱的下面部分再繞制耦合電感的副邊線圈。

方案三：在磁心中柱上先繞制一匝耦合電感的原邊線圈，再繞制兩匝耦合電感的副邊線圈，然后再繞制一匝耦合電感的原邊線圈，以此類推，直至繞線完成。

運用Maxwell仿真軟件對三種繞線方式的4-U型磁心進行有限元仿真對比，磁通密度對比結(jié)果如圖10所示，可以看出，方案三的最大磁通密度遠大于磁心飽和磁通密度0.3 T，所以不適用于本設計，方案一與方案二相比，最大磁通密度更小，所以采用方案一。

圖10 繞線方式

E-E型磁心磁通密度分布如圖11所示，與圖10a的4-U型磁心相比，可以明顯看出，在相同的繞線方式下，E-E型磁心的最大磁通密度大于4-U型磁心的最大磁通密度，且4-U型磁心的磁通密度分布更加均勻，磁心的利用率更高。所以使用提出的新型4-U型磁心結(jié)構(gòu)更好。

圖11 E-E型磁心磁通密度分布

4.2 解耦磁集成設計

為了進一步減小拓撲結(jié)構(gòu)中的磁性元件的體積，本文運用抵消耦合作用的解耦磁集成方法，將拓撲結(jié)構(gòu)中的電感L1與耦合電感進行磁集成，將電感L1繞制在4-U型磁心的兩個邊柱上，電感L1的激勵電流值為5 A。

圖12 集成磁件磁通密度分布

集成磁件磁通密度分布如圖12所示，可以看出，兩種磁心的最大磁通密度均小于磁心飽和磁通 密度0.3 T，磁心均未出現(xiàn)飽和現(xiàn)象，表明集成磁件設計的合理性。但是，4-U型磁心的最大磁通密度小于傳統(tǒng)E-E型磁心的最大磁通密度，說明在相同電感參數(shù)下，4-U型磁心的利用率更高。溫度場仿真結(jié)果如圖13所示，可以看出，4-U型集成磁件的散熱效果更加均勻。與E-E型磁心的集成磁件實物對比結(jié)果如圖14所示，可以看出，4-U型磁心的磁件體積明顯小于傳統(tǒng)E-E型磁心的磁件的體積。綜上所述，本文所提4-U型磁心的整體性能優(yōu)于傳統(tǒng)的E-E型磁心。

圖13 溫度場仿真

圖14 實物對比圖

5 試驗

試驗樣機的主電路參數(shù)如表3所示。試驗樣機的Vo、Vin和VS波形如圖15所示，可以看出，該變換器實現(xiàn)了輸入12 V，輸出84 V的升壓變換，且變換器的開關管電壓應力約為24 V，約為輸出電壓的0.28倍，因此開關管的電壓應力較低。二極管的電壓波形如圖16所示，其中，二極管D1的電壓應力約為24 V，二極管D2、D3、D4的電壓應力約為45 V，均符合前面的理論分析。在輸出電壓為84 V的情況下，二極管的電壓應力也較低。

表3 主電路參數(shù)

圖15 Vin、Vo、VS波形圖

圖16 VD1、VD2、VD3、VD4波形圖

試驗樣機的電流波形如圖17、18所示，可以看出，以上電流波形均符合前文理論。效率曲線如圖19所示，可以看出，在輸出功率為45 W時，效率最高，為93.9%。

圖17 iL1、iLk波形圖

圖18 iD1、iD2、iD3、iD4波形圖

圖19 效率曲線

6 結(jié)論

為了提高光伏發(fā)電的輸出電壓，本文以傳統(tǒng)Sepic變換器為基礎，引入CLC倍壓單元，從而提出一種新型增壓Sepic變換器拓撲結(jié)構(gòu)，并推導出其電壓增益及電壓應力表達式和臨界等效電感時間常數(shù)。為了進一步減小該拓撲結(jié)構(gòu)中磁性元件的體積，本文提出新型磁心結(jié)構(gòu)，運用解耦磁集成的方法，將拓撲結(jié)構(gòu)中的磁性元件進行磁集成，得到結(jié)論如下。

(1) 臨界等效電感時間常數(shù)只與占空比有關，可利用該時間常數(shù)設計輸入電感參數(shù)。

(2) 通過與其他的Sepic變換器相比，在相同占空比下，本文所提的基于CLC倍壓單元增壓的變換器在升高了近7倍電壓增益的同時極大降低了開關管的電壓應力。

(3) 與傳統(tǒng)解耦磁集成使用的E-E型磁心結(jié)構(gòu)相比，新型4-U型磁心結(jié)構(gòu)的磁通密度分布更加均勻，磁心利用率更高；進行解耦磁集成后得到的拓撲結(jié)構(gòu)中的磁性元件體積更小，散熱性能也更好。