郭亞楠，杜會文，丁毓恒，趙子正

（中電科思儀科技股份有限公司，山東 青島 266555）

0 引言

頻譜分析儀作為重要的電磁信號測試測量設備，已經(jīng)成為電子工程師不可或缺的頻域測量工具。近年來，隨著5G NR Sub-6 GHz 產(chǎn)品的迅速普及，射頻頻段頻譜分析儀的需求量不斷增加，小型化、低成本、高性能的射頻頻譜儀受到用戶的喜愛。本文在此基礎上進行研究，實現(xiàn)頻譜儀射頻前端的集成化、低成本設計[1-2]。

現(xiàn)代頻譜分析儀一般采用超外差變頻接收方案，將射頻信號經(jīng)過多級混頻轉化為固定中頻信號，然后對中頻信號進行采集處理，最終實現(xiàn)頻譜分析功能。與傳統(tǒng)測試領域不同，5G NR 測試場景對射頻通道的相鄰頻道泄漏比（Adjacent Channel Leakage Ratio，ACLR）指標提出了更高的要求，而ACLR 指標又受接收通道噪聲系數(shù)及三階截獲點的制約，因此在射頻前端的方案設計中必須統(tǒng)籌考慮這些指標的分配，以滿足通信測試要求。

1 變頻接收系統(tǒng)介紹

當前，主流的頻譜分析儀變頻接收系統(tǒng)均采用超外差式的變頻方案，其特點是對于低頻信號，先通過可變的本振將其搬移到較高的頻率上，然后通過固定本振將其變換到較低的中頻上；對于高頻信號，則直接通過可調諧本振將其變換到較低的中頻頻率上以方便后級采集處理模塊對中頻信號進行量化處理。圖1 為采用2 級變頻方案的接收分析系統(tǒng)框圖，變頻調諧關系為：

圖1 接收變頻系統(tǒng)框圖

式中：FLO1為調諧一本振信號，其頻率可變；FRF為輸入的射頻信號，F(xiàn)IF1為第一中頻信號，F(xiàn)LO2為二本振信號，其頻率固定；FIF2為第二中頻信號；N為第一本振諧波次數(shù)，由變頻接收系統(tǒng)采用基波混頻方式或諧波混頻方式而定。

為保證接收鏈路靈敏度、雜散、鏡頻抑制等指標以及考慮到簡化電路設計復雜度，方便器件選型等因素，通常FIF1，F(xiàn)LO2，F(xiàn)IF2的值是固定不變的，而FLO1隨著FRF變化而改變。例如，對于輸出中頻為75 MHz 的接收變頻系統(tǒng)，通常FIF1選取450 MHz，F(xiàn)LO2選取375 MHz；對于輸出中頻為21.4 MHz 的接收變頻系統(tǒng)，通常FIF1選取321.4 MHz，F(xiàn)LO2選取300 MHz[3]。

2 方案的實現(xiàn)

2.1 方案設計

8 GHz 射頻前端設計方案如圖2 所示。方案可分為兩部分，一是預選單元，二是變頻單元。

圖2 射頻前端設計方案

預選單元要實現(xiàn)對射頻輸入信號從3 Hz 到8 GHz 頻率范圍的跟蹤預選。為滿足射頻接收前端集成化、低成本的要求，預選功能采用開關濾波的技術方案。

預選的目的是限制進入混頻器的信號帶寬，防止出現(xiàn)頻譜混疊現(xiàn)象，造成假響應。若將每一路預選的帶寬設計得較寬，有助于減少濾波器的數(shù)量，從而減少開關的級聯(lián)數(shù)量，減少插損，從而實現(xiàn)接收通道較好的噪聲系數(shù)，但是會增加濾波器的設計難度，惡化濾波器的帶外抑制；若設計的較窄，則相反，接收通道噪聲系數(shù)會顯著惡化。

通過對可用微波電子開關的功能和性能進行分析，結合設計要求，本文將3 Hz～8 GHz 的射頻輸入頻段劃分為5 段，每一段對應一組濾波器。其中，3 Hz～4 GHz 采用一路微帶橢圓低通濾波器，4 GHz～8 GHz 劃分為4 段，其預選均采用發(fā)夾形式微帶濾波器設計實現(xiàn)。為方便描述，下文將3 Hz～4 GHz 記為0 波段，4 GHz～8 GHz 記為1波段。

變頻單元實現(xiàn)對0 波段、1 波段輸入射頻信號的變頻。兩個波段均采用兩次變頻的方案變換至425 MHz 的采樣中頻。其中，3 Hz～4 GHz 的0 波段采取先上變頻再下變頻的方案，4 GHz～8 GHz 的1 波段采用兩次下變頻的方案。兩個波段共用5～10 GHz 調諧第一本振信號，第一本振通過開關切換送入兩個波段的第一變頻器，為兩個波段之間提供一定的隔離。射頻通道板輸入的第二本振信號為2.4 GHz，對于0 波段，須將2.4 GHz 在印制板上進行倍頻至4.8 GHz 并放大后作為0 波段第二變頻器的二本振；對于1 波段，2.4 GHz 信號放大后可以直接作為1 波段第二變頻器的二本振信號。

2.2 中頻規(guī)劃及雜散計算

由于變頻接收通道上混頻器、放大器等器件的非線性效應，本振的諧波及寄生信號、混頻器的多次交調產(chǎn)物等雜波極易落入中頻帶內形成干擾。因此，選擇合理的混頻方案，使得非線性帶來的多次交調干擾產(chǎn)物盡量不要落在中頻信號帶寬之內，需要在系統(tǒng)設計之初對接收通道的雜散特性進行優(yōu)化設計，盡量避免低階交調產(chǎn)物落在通道內[4-6]。

下面以0 波段為例進行說明。一般來說，變頻接收系統(tǒng)的中頻選擇應該遠離射頻頻率范圍，否則，當輸入射頻信號與中頻信號頻率相同時，泄漏到中頻通道的射頻信號會影響測量結果。因此，選取的中頻頻率IF1 應在所關注的最高調諧頻率RFmax之上（4 GHz），同時受本振最高調諧頻率LO1max（10 GHz）的制約，中頻頻率應在LO1max-RFmax之內，因此中頻頻率只能在4～6 GHz 這個頻率范圍內進行選擇。又考慮到接收通道需對中頻信號進行有效抑制，同時保證4 GHz 的靈敏度指標，因此中頻信號不能離4 GHz 頻點太近。綜合考慮后，將中頻選為5.225 GHz。

表1 給出了射頻信號與本振信號多級交調產(chǎn)物的分布情況。交調產(chǎn)物階數(shù)m+n≥4 時，可獲得良好的抑制特性。

表1 混頻方案在混頻器上的交調產(chǎn)物分布

2.3 噪聲系數(shù)及線性指標預計

頻譜分析儀靈敏度計算公式如下：

式中：BW為頻譜分析儀的分辨率帶寬，NF為頻譜分析儀的噪聲系數(shù)。

由式（3）可知，頻譜分析儀的接收靈敏度主要由其分辨率帶寬及噪聲系數(shù)決定，而歸一化到1 Hz帶寬的靈敏度則主要由其通道的噪聲系數(shù)決定。因此，為提高頻譜分析儀的靈敏度，需在通道設計中降低其噪聲系數(shù)。通道鏈路的噪聲系數(shù)級聯(lián)公式如下：

式中：Fi,i=1,2,…,n為鏈路中各級模塊的噪聲系數(shù)，Gi,i=1,2,…,n為鏈路各模塊增益。由級聯(lián)公式可知，鏈路的噪聲系數(shù)主要由中頻放大器前鏈路的插損及中頻放大器的增益所決定，放大器插損越小，放大器增益越大，則鏈路的噪聲系數(shù)越小。另外，放大器的增益又會影響鏈路的線性指標。因此放大器的增益選擇要進行綜合考慮，使得鏈路的綜合指標達到最佳狀態(tài)。

接收鏈路輸入三階截獲點（IIP3）級聯(lián)公式如下：

式中：IIP3,s為接收鏈路級聯(lián)后輸入三階截獲點指標，IIP3,k，k=1,2,…,n為接收鏈路各模塊輸入三階截獲點指標，n為鏈路級聯(lián)的模塊個數(shù)，Gi,i=1,2,…,n為鏈路各模塊增益。

級聯(lián)三階截獲點的特征與級聯(lián)噪聲系數(shù)的特征不同，第一個模塊的截獲點與其他模塊的截獲點相比，并不占主導地位。相反，鏈路中具有最小截獲點的模塊比第一個模塊影響力大并且主導了最終的截獲點指標。

射頻前端ACLR 指標可按如下公式進行估算[7-8]：

式中：PTRR（PEP to RMS Ratio）為調制信號峰均比，NSD為頻譜分析儀的靈敏度，單位為dBm/Hz，BW為分析帶寬。

3 指標測試

對射頻前端的ACLR 指標進行了測試，這里選取Sub-6 GHz 頻段的常用頻點2.6 GHz，4.9 GHz進行說明，圖3、圖4 為射頻通道在2.6 GHz 頻點上的ACLR 指標，LTE 制式下為-67.44 dBc，5G NR為56.88 dBc。圖5、圖6 為射頻通道在4.9 GHz 頻點上的ACLR 指標，LTE 制式下為-67.2 dBc，5G NR 為-56.09 dBc，均滿足設計要求。

圖3 LTE 制式2.6 GHz 對應的ACLR

圖4 5G NR 制式2.6 GHz 對應的ACLR

圖5 LTE 制式4.9 GHz 對應的ACLR

圖6 5G NR 制式4.9 GHz 對應的ACLR

4 結語

本研究給出了8 GHz 超外差頻譜分析儀射頻前端的硬件實現(xiàn)方案，通過對鏈路各模塊性能指標的合理分配，可滿足LTE 制式下ACLR 指標優(yōu)于-65 dBc，5G NR ACLR 指標優(yōu)于-55 dBc 的設計要求。試驗結果表明，本研究取得了良好的設計效果，可滿足Sub-6 GHz 場景下的移動通信測試需求。同時，本研究成果對其他類型頻譜分析儀射頻前端的設計也具有一定的借鑒意義。