井 維

一種MLS接收機中頻電路的設計與實現(xiàn)

井 維

（中國電子科技集團公司第二十研究所，西安 710068）

介紹了MLS接收機中頻電路的基本原理，結(jié)合工程應用實際，采用模擬集成電路的方法對中頻電路進行了設計實現(xiàn)。與以往使用分立器件的設計相比，該方法的優(yōu)點是集成度高、功耗低，而且提高了電路的可靠性。該設計已在實際工程MLS接收機中得到良好的應用。

MLS接收機；中頻電路；頻率合成器；自動增益控制

0 引言

微波著陸系統(tǒng)[1]（Microwave Landing System，MLS）地面設備向空間定向發(fā)射經(jīng)過某種角度編碼的射頻信號，該信號覆蓋區(qū)內(nèi)的MLS接收機根據(jù)地面設備發(fā)送的信號，解算出引導著陸的數(shù)據(jù)信息。MLS接收機[2]由接收前端、中頻電路以及數(shù)字信號處理等相關電路組成。之前，該接收機的中頻電路主要采用分離器件組成，設計復雜，器件密集，并且故障率較高。

本文設計了一種模塊化、故障率低、調(diào)試簡單的中頻電路，中頻電路進一步實現(xiàn)信號的下變頻，信號的自動增益控制（Automatic Gain Control，AGC）放大、包絡信號和相位信號的解調(diào)功能。

1 中頻電路的設計

中頻電路主要由第二中頻電路、第三中頻電路、差分相移鍵控（Differential Phase Shift Keying，DPSK）解調(diào)電路、自檢電路、參考時鐘分發(fā)電路等組成，總體設計原理框圖如圖1所示。

當中頻電路收到自檢命令時，自檢電路工作輸出523.2 MHz的調(diào)制信號對接收機進行自檢。當沒有收到自檢命令時，自檢電路不工作，射頻前端輸出523.2 MHz的信號，中頻電路對該信號進行兩次下變頻后分為兩路：一路是經(jīng)對數(shù)檢波后的視頻包絡送去進行角制導處理；另一路是經(jīng)DPSK解調(diào)后送去進行前導和數(shù)據(jù)處理。

圖1 中頻電路原理框圖

1.1 第二中頻電路設計

第二中頻電路工作頻率為31.2 MHz，帶寬為140 kHz。用554.4 MHz本振信號與523.2 MHz射頻信號混頻得到。由第二本振電路、第二混頻電路、AGC放大電路以及濾波電路組成，完成第二次下變頻、AGC放大和信道濾波功能。

混頻器選用HSP12P1，該混頻器是一款雙平衡混頻器，采用金屬陶瓷封裝，具有體積小、重量輕、抗干擾、可靠性高等特點?；祛l器HSP12P1的主要性能指標如表1所示。

表1 HSP12P1主要工作參數(shù)

綜合帶寬和放大倍數(shù)的考慮，選擇了AD公司的AGC放大器AD8330。AD8330具有增益調(diào)整范圍大、噪聲低、帶寬高等優(yōu)點，其最顯著特點是它的帶寬在整個增益范圍內(nèi)都是固定的150 MHz。AD8330增益控制特性如圖2所示。

圖2 AD8330增益控制特性

第二中頻電路中的AGC電路由兩級AGC放大器組成。單個AD8330增益設計值為0～45 dB，兩級級聯(lián)實現(xiàn)0～90 dB增益調(diào)節(jié)范圍，滿足系統(tǒng)要求的75 dB動態(tài)范圍。

低通濾波器的作用是濾除第二次混頻產(chǎn)生的混頻雜散，以及本振泄露、中頻干擾等，第一次混頻產(chǎn)生的各種雜散頻點計算后，混頻雜散離通帶都很遠，雜散頻點集中在60 MHz以上，故采用低通濾波器濾除遠端雜散。仿真得到的該低通濾波器回波曲線和傳輸曲線如圖3所示。

圖3 31.2MHz低通濾波器回波曲線和傳輸曲線

從圖3可以看出，該濾波器在60 MHz可抑制40 dB，在92 MHz以上可抑制74 dB以上，此設計滿足接收雜散抑制需求。

同時，第二中頻需要考慮鄰道抑制、交調(diào)雜散、帶外干擾以及矩行系數(shù)的要求，信道濾波器采用兩級晶體濾波器實現(xiàn)，濾波器設計指標要求如表2所示。分析對比最終選用LST-4的31.2 MHz寬帶晶體濾波器實現(xiàn)。

表2 晶體濾波器主要設計指標要求

1.2 第三中頻電路設計

第三中頻頻點為400 kHz，用頻率為30.8 MHz的本振信號與頻率為31.2 MHz的第二中頻信號混頻得到。第三中頻需完成濾波、對數(shù)放大、視頻信號輸出功能。這里選用SB6652多功能接收器來實現(xiàn)，SB6652集成了本振源、混頻級、中頻放大級、對數(shù)放大級、鑒相器等，實現(xiàn)了對接收信號的混頻、中頻限幅放大、對數(shù)動態(tài)壓縮、FM信號和AM信號解調(diào)的功能。SB6652主要技術指標如表3所示。

表3 SB6652主要技術指標

*若無其它規(guī)定，V=5 V，-55℃≤T≤125℃?？瞻讍卧駷閿?shù)據(jù)不適用，一字線為數(shù)據(jù)無法獲得。

該對數(shù)放大器輸出為電流型輸出，外接對地電阻調(diào)整輸出電壓幅度，并通過運放進行信號幅度調(diào)節(jié)，以滿足視頻輸出電平為0.6～2 V的要求。

第三中頻濾波器的作用是濾除第三次混頻產(chǎn)生的混頻雜散，以及本振泄露、中頻干擾等，保證雜散指標。第三次混頻產(chǎn)生的各種雜散頻點計算后，第三次混頻雜散在0.8 MHz以外，設計一個中心頻率為400 kHz，帶寬為140 kHz，對200 kHz以下頻率抑制55 dB以上，對800 kHz以上頻率抑制50 dB以上的帶通濾波器實現(xiàn)。仿真得到的該濾波器回波曲線和傳輸曲線如圖4所示。

圖4 400 kHz帶通濾波器回波曲線和傳輸曲線

1.3 本振電路的設計

本振電路采用了一種簡單可行的頻率合成器[3]的設計，即選擇TI公司的LMX2572低功耗寬帶射頻合成器[4-5]提供兩次變頻所需的本振信號。LMX2572可生成從12.5 MHz到6.4 GHz之間的任何頻率，而無需使用內(nèi)部倍頻器。僅需3.3 V電源供電，基底噪聲為-232 dBc/Hz，可在20 μs以內(nèi)實現(xiàn)頻率的改變。

LMX2572外圍電路簡單，體積小，功耗低，編程的靈活性強，對電路調(diào)試要求也較低，是一款性能很好的頻率綜合器件，可應用于大規(guī)模批量生產(chǎn)。

本設計中兩種本振信號的硬件電路相同，通過管腳SDI、SCK和CSB進行寄存器的配置來確定LMX2572的工作狀態(tài)。LMX2572本振電路原理圖如圖5所示，第二本振554.4 MHz的相位噪聲仿真結(jié)果如圖6所示，第三本振30.8 MHz的相位噪聲仿真結(jié)果如圖7所示。仿真結(jié)果中包括各個模塊對總體輸出的噪聲貢獻曲線以及噪聲疊加后的輸出信號相位噪聲。

圖5 LMX2572本振電路原理圖

圖7 第三本振相位噪聲仿真結(jié)果

通過圖6相位噪聲仿真結(jié)果看出，輸出信號相位噪聲性能達到-110dBc/Hz@100Hz、-116 dBc/Hz@1kHz、-110dBc/Hz@10kHz、-130 dBc/Hz@100 kHz，滿足設計指標要求。通過圖7相位噪聲仿真結(jié)果看出，輸出信號相位噪聲性能達到-135 dBc/Hz@100 Hz、-142 dBc/Hz@1 kHz、-135 dBc/Hz@10 kHz、-154 dBc/Hz@100 kHz，滿足設計指標要求。

1.4 DPSK解調(diào)電路

信號經(jīng)SB6652下變頻和對數(shù)放大后分成兩路，一路輸出視頻信號，一路進入硬件解調(diào)電路，解調(diào)出DPSK基帶信號。

在DPSK編碼中，數(shù)字信息是用前后碼元已調(diào)信號的相位變化來表示的，在輸入相同信噪比的情況下，雖然相干解調(diào)比非相干解調(diào)實現(xiàn)起來相對復雜一些，但相干解調(diào)的誤碼率比非相干解調(diào)的誤碼率要低，為了盡可能提高精度，在設計中采用相干解調(diào)方式來實現(xiàn)DPSK信號的解調(diào)。DPSK信號先經(jīng)過帶通濾波器，去除調(diào)制信號頻帶以外在信道中混入的噪聲，再與本地載波相乘，去掉調(diào)制信號中的載波分量，再經(jīng)過低通濾波器去除高頻成分，得到包含基帶信號的低頻信號，將其送入抽樣判決器中進行抽樣判決得到基帶信號的差分碼。DPSK相干解調(diào)原理如圖8所示。

圖8 DPSK相干解調(diào)電路原理圖

相干解調(diào)法關鍵在于如何得到相干本地載波。本次采用高速鎖相環(huán)54HC4046和雙D觸發(fā)器54HC74來提取400 kHz載波。將提取出的400 kHz載波與輸入的400 kHz已調(diào)制信號相乘抵消載波。抵消載波后的信號與同步脈沖信號通過低通濾波器后進入比較器，進行抽樣判決，得到基帶信號的差分碼。

1.5 自檢電路的設計

自檢電路的工作原理是通過信號處理電路模擬MLS信號格式產(chǎn)生一個自檢信號序列，這個信號序列控制中頻電路內(nèi)的自檢電路產(chǎn)生出自檢信號，自檢信號可以快速檢測接收機的性能和各種處理功能。當信號處理電路的自檢使能信號為高電平時，該自檢電路工作輸出523.2 MHz自檢信號。自檢電路由雙平衡混頻器、本振源和邏輯選擇電路組成。自檢電路原理圖見圖9所示。

圖9 自檢電路原理框圖

本振源依然采用鎖相環(huán)LMX2572產(chǎn)生 523.2 MHz的載波信號，利用雙平衡混頻器HSP12P1的調(diào)相功能，將包絡信號和前導信號進行調(diào)制，從而產(chǎn)生載頻為523.2 MHz的自檢信號。

1.6 參考時鐘分發(fā)電路

選用國產(chǎn)低功耗的溫補晶體振蕩器STX013E100MCSH，晶振頻率為100 MHz，直接通過功分器，給三個本振源和自檢電路提供參考時鐘，原理框圖如圖10所示。

圖10 參考時鐘分發(fā)電路原理框圖

2 實際應用結(jié)果

該中頻電路已在某飛機微波著陸接收機中實際應用，整機指標滿足以下系統(tǒng)指標要求：

1）靈敏度：-100 dBm；

2）動態(tài)范圍：≥75 dB；

3）鄰道抑制：≥75 dB；

4）精度：方位≤±0.017°，方位≤±0.015°；仰角≤±0.017°，仰角≤±0.010°。

從而驗證了該設計在實際應用的正確性。

3 結(jié)論

采用新方法設計的中頻電路具有集成度高、功耗低、可靠性高、調(diào)試要求較低的特點，實現(xiàn)了MLS接收機中頻信號的下變頻、濾波、視頻檢波以及解調(diào)等功能，經(jīng)過實驗驗證，整機功能、性能滿足技術要求。

[1] 周其煥，魏雄志，崔紅躍. 微波著陸系統(tǒng)[M]. 北京：國防工業(yè)出版社，1992.

[2] L.K.Regenbogen. Design & Implementation of MLS Data Demodulation and Processing Unit[M]. 1996.

[3] 張厥盛，鄭繼禹，萬心平. 鎖相技術[M]. 西安：西安電子科技大學出版社，2003.

[4] 鄭澍鵬. 寬頻段低功耗快速頻率合成器的設計[J]. 電子世界，2019（20）：122-124.

[5] 黃志偉. 鎖相環(huán)與頻率合成器電路設計[M]. 西安：西安電子科技大學出版社，2008.

Design and Implementation of MLS Receiver IF

JING Wei

The basic principle of intermediate frequency circuit of MLS receiver is introduced, and the intermediate frequency circuit by using the method of analog intergrated circuit combined with the engineering application practice is designed and implemented. Compared with the previous design of discrete devices, this method has the advantages of high intergration, low power consumption, and improves the reliability of the circuit. The design has been well applied in practical engineering MLS receiver.

MLS Receiver; IF; Frequency Synthesis; Automatic Gain Control

TN858

A

1674-7976-(2022)-03-202-06

2022-03-02。

井維（1983.10—），陜西大荔人，工程師，主要研究方向為電路與信號處理技術。