顧文金,羅 熙

(中國電子科技集團公司第五十一研究所,上海 201802)

0 引言

無源定位通過偵察接收機截獲雷達發(fā)出的電磁信號,用來確定雷達及其平臺的位置。由于無源定位設備不發(fā)射信號,敵方很難察覺定位設備正在工作,不容易受到敵方干擾和攻擊。所以,無源定位已成為電子對抗最重要的技術之一。本文介紹了平面三站二維時差定位設備的原理,重點研究了雷達脈沖信號參數(shù)檢測、測量時差和三站位置對定位精度的影響等內容。

1 定位原理

在二維平面內,雷達信號到達2個偵察站的時間差是以兩站位置為焦點的半邊雙曲線。利用3個站形成2條半邊雙曲線,求解這2條半邊雙曲線的交點,即可以確定雷達的位置。三站位置(主站),(右站),(左站)和(雷達)如圖1所示。

如圖1所示的三站坐標位置為:

圖1 三站時差定位幾何原理圖

式中:=1,2;=3.0×10m/s;τ表示雷達信號到副站與雷達信號到主站之間的時間差,通過時差測量得到。

三站位置通過布站已知,通過公式(1)可得出雷達的位置。三站同時接收到雷達信號才能對雷達進行定位,所以在偵察天線設計時,采用寬波束天線,實現(xiàn)偵察區(qū)域內三站偵察波束同時覆蓋偵察目標。由于目標雷達信號的主瓣波束非常窄,所以在設計偵察接收機時以雷達信號的平均旁瓣功率估算偵察距離。

2 雷達脈沖信號參數(shù)檢測

雷達脈沖信號參數(shù)檢測的目的是為了獲得雷達信號的脈沖描述字(PDW)(頻率,脈寬,幅度,到達時間),系統(tǒng)軟件根據(jù)PDW 對信號進行分選、時差配對和目標識別。雷達脈沖信號參數(shù)檢測的原理框圖如圖2所示。

圖2 雷達脈沖信號參數(shù)檢測原理框圖

2.1 帶通采樣

寬帶偵察接收機接收帶寬B=f-f,在幾百MHz以上,一般采用欠采樣技術,欠采樣的依據(jù)是帶通采樣定理。帶通采樣可以降低采樣輸出的數(shù)據(jù)速率,實現(xiàn)信號數(shù)字下變頻。采用帶通采樣可實現(xiàn)數(shù)字下變頻,如圖2所示:=-。如圖3所示,采樣頻率=500 MHz,2個實信號的頻率分別為200 MHz和300 MHz,經過采樣,頻譜發(fā)生偏移到300 MHz和200 MHz。

圖3 帶通采樣信號頻譜圖

2.2 WOLA 結構信道化

為了能同時偵察多個時間重合的信號,一般是對接收信號進行數(shù)字信道化處理。本文設計采用了加權交替(WOL)結構的信道化。信道化接收機低通濾波器結構如圖4所示,信道數(shù)為,抽取因子為,其中(＞0)。每個信道的中心頻率w=2π/,0,1,…,1。

圖4 低通濾波器組結構原理圖

每個信道的輸出為:

式中:變化時,窗不變而輸入信號變化。

式中:0,1,…,1。

由此得到:

根據(jù)公式(2)～(6)得到計算X()的過程如下:

2.3 PDW 檢測

經過信道化,每個信道輸出的信號X()為復序列,通過CORDIC算法可計算出輸出序列每個點的幅度值和相位值。輸出序列每個點的幅度值通過數(shù)字包絡檢波可獲得視頻脈沖信號的到達時間(TOA)、脈寬(PW)和脈沖的幅度值(PA)。輸出序列相鄰2點的相位差分可獲得該信道輸出信號的瞬時頻率。本設計PDW 檢測的原理框圖如圖5所示。

圖5 PDW 字檢測原理框圖

式中:()和(1)為相鄰2點的相位。

CORDIC算法得出的相位值在[-π,π]之間。對于單頻信號,隨著樣本的增加,信號的實際相位會不?？缭街芷?所以在頻率計算之前,需要對相位進行解模糊。

WOLA 結構信道化之前的信號頻率計算公式如下:

式中:為信道號;為信道總數(shù);為信道輸出信號的基頻。

3 時差測量

時差測量的目的是為了獲得雙邊時差,系統(tǒng)軟件根據(jù)主站和2個副站的時差值實現(xiàn)雙曲線交叉定位。

3.1 脈沖前沿到達時間測時差

通過對三站的PDW 檢測,獲得3站偵收到的雷達脈沖前沿的到達時間,脈沖前沿到達時間相減得到主左和主右時差。脈沖前沿到達時間提取時差的信號處理流程如圖6所示。

圖6 脈沖前沿到達時間提取時差信號處理流程

較短時間內,雷達的脈寬和載頻穩(wěn)定,所以通過頻率和脈寬(PW)參數(shù)對信號進行預分選,可稀釋參與脈沖配對的數(shù)據(jù)量。對預分選出的脈沖做脈沖配對,然后對配對成功的脈沖進行信號分選、信號參數(shù)估計和時差求取,最后進行時差配對完成對雷達信號的定位識別。

3.2 中頻頻域互相關法測時差

采用中頻復相關法測時差可以回避由變頻引入的相位問題,其效果將與在高頻做互相關完全一樣。模數(shù)轉換(ADC)采樣得到的為實信號,將實信號經過希爾伯特變換為復信號,如圖7所示。

圖7 希爾伯特變換后正交信號時域波形

若有時間長度為的時間序列()和(),線性相關()如下:

()和()的DFT 分別為()和(),則()的離散傅里葉變換()為:

()和()的循環(huán)相關r()為:

本文設計的互相關器的原理框圖如圖8所示。在頻域互相關提取時差,快速傅里葉逆變換(IFFT)之前加入數(shù)字濾波器,可選擇特定的頻點進行互相關計算。加入濾波器可以間接提高信噪比,提高時差測量精度。

圖8 互相關器原理框圖

做互相關計算時,最理想的情況是,包含相關信號的前沿和后沿信息。當雷達信號的脈沖寬度＜相關計算長度時,通過互相關計算可以獲取相關峰值。如果峰值對應的點為,則時差值為T(T為采樣時鐘周期),如圖9所示,脈寬10μs,時差20μs,100μs內數(shù)據(jù)相關。

圖9 脈寬10μs,時差20μs,100μs互相關

當雷達信號的脈沖寬度＞相關計算長度時,時差值位于相關結果的拐點上,如圖10 所示。脈寬150μs,時差20μs,100μs內數(shù)據(jù)相關,如果拐點對應的點為,則時差值為T。

圖10 脈寬150μs,時差20μs,100μs互相關

通過最小二乘直線擬合,求取拐點的位置,如圖11所示,拐點為2條直線的交點。

圖11 最小二乘直線擬合圖

利用相關計算信號的時間差的精度極限為:

式中:為信號的能量,等于信號功率與時間長度的乘積;為單位帶寬內的噪聲,等于噪聲功率除以帶寬;為信號的均方根等效帶寬。

由公式可知,信號的帶寬越寬,信號的時間長度越長,信噪比越高,可能獲得的時間差的精度越高。

3.3 時差測量方法比較

在算法實現(xiàn)上,脈沖前沿到達時間測時差比中頻頻域互相關測時差簡單。在硬件資源占用上,對比脈沖前沿到達時間測時差,相關計算時差占用了大量硬件資源。

當雷達脈沖信號前沿較窄,且對時差測量精度要求不高時,采用脈沖前沿到達時間測時差。當雷達脈沖信號前沿比較寬時(如圖12所示),每路信號的脈沖前沿到達時間與檢波門限設置相關。采用脈沖前沿到達時間測時差,2路信號的門限取值會影響時差測量的精度?；ハ嚓P測時差與門限值設置無關,能適應不同沿寬的雷達信號,測量時差的精度更高。

圖12 脈沖前較寬前沿與門限

4 定位精度分析

影響定位精度的因素主要有2個方面:一方面是時差測量的精度,另一方面是三站的布站位置。

4.1 三站位置對定位精度的仿真分析

對公式(1)求微分可得:

站址測量誤差是固定誤差,可以進行多次測量加以校正;而到達時間的測量誤差是隨機誤差,由于各時間差測量中都包含主站測量到達時間的誤差,因此各時差是相關的。假定時差的測量誤差是零均值的,推出Δr的觀測誤差也是零均值。假定站址測量與到達時間之間相互獨立,站址測量誤差之間互不相關,故定位誤差協(xié)方差為:

式中:=0,1,2。

圖13 定位精度仿真圖

通過仿真分析可知:三站的正前方,定位精度越高,越靠近基線,定位精度越差;增大基線夾角,定位精度提高,并且高精度區(qū)域擴大;加長基線長度,定位精度提高。

4.2 布站注意事項

在布站時應根據(jù)三站偵收波束的覆蓋范圍和偵察接收機的作用距離選取適當?shù)幕€長度。布站和工作時,目標雷達與偵察天線之間考慮無障礙物遮擋(高山等)。因為本設計左站和右站接收到的射頻信號轉發(fā)到主站,所以在布站和調試轉發(fā)分機時,經過轉發(fā)分機轉發(fā)信號的信噪比和功率要同時滿足偵察接收機的靈敏度要求。布站時,如果使用無線轉發(fā)的方式,轉發(fā)分機之間要通視,無障礙物遮擋。

5 結束語

無源偵察定位技術在電子對抗領域占有很重要的地位,本文簡要地對平面三站二維時差定位設備的偵察、定位和布站等方面做了研究,通過這些研究能夠為偵察定位設備的研制提供一定的依據(jù)。對于互相關法測時差,本設計采用了脈沖前沿引導方法,對于如何實現(xiàn)2個長序列的實時互相關還需要做進一步研究。