趙云江

（1. 中國(guó)船舶集團(tuán)有限公司第七一〇研究所，湖北 宜昌 443003；2. 清江創(chuàng)新中心，湖北 武漢 430076）

0 引言

近年來(lái)，水下聲學(xué)技術(shù)已經(jīng)被廣泛應(yīng)用于海洋環(huán)境觀測(cè)、水下信息傳輸、導(dǎo)航定位等方面[1-2]。在傳統(tǒng)半雙工水聲通信系統(tǒng)中，通常利用通信信號(hào)幀結(jié)構(gòu)中的同步信號(hào)或?qū)ьl對(duì)傳播信道進(jìn)行估計(jì)，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)對(duì)期望信號(hào)的信道均衡等操作以提高通信系統(tǒng)穩(wěn)健性[3-4]。而對(duì)于帶內(nèi)全雙工水聲（In-Band Full-Duplex Underwater Acoustic，IBFDUWA）通信系統(tǒng)[5-6]而言，其關(guān)鍵問題在于如何實(shí)現(xiàn)自干擾抵消（self-interference cancellation，SIC），在該過程中信道估計(jì)的對(duì)象不是期望信號(hào)而是自干擾信號(hào)。

文獻(xiàn)[7]通過小型水池實(shí)驗(yàn)首次給出了自干擾信道的幅度隨時(shí)延變化規(guī)律。文獻(xiàn)[8]在有限元模型的基礎(chǔ)上，結(jié)合1∶1比例工程樣機(jī)，通過仿真及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了環(huán)路自干擾（self-loop interference，SLI）的復(fù)雜性，并獲得了實(shí)測(cè)的復(fù)雜自干擾信道。由文獻(xiàn)[8]可知，當(dāng)發(fā)射換能器發(fā)射聲波后，聲波傳播到殼體并與其產(chǎn)生相互作用，部分能量將被殼體反射，而另外一部分能量將引起殼體受迫振動(dòng)，這種由殼體振動(dòng)產(chǎn)生的彈性波將散射到殼體周圍的水域中，并由近端接收端接收。同時(shí)，還將有一部分能量將通過繞射繞過殼體傳播到接收端，成為直達(dá)分量。直達(dá)聲波能量與彈性波能量組合疊加在接收端上，即是殼體影響下的環(huán)路自干擾信號(hào)。文獻(xiàn)[9]通過頻域穩(wěn)態(tài)的仿真，同樣獲得了復(fù)雜的SLI信道。

可以通過上述分析得知，與關(guān)于自干擾信道建模的已發(fā)表文獻(xiàn)不同在于，以往研究沒有考慮到環(huán)路自干擾信號(hào)的復(fù)雜構(gòu)成，沒有考慮到聲-固耦合后的散射波對(duì)SLI信號(hào)的影響。

為了進(jìn)一步體現(xiàn)殼體材料對(duì)自干擾強(qiáng)度、傳播路徑復(fù)雜度的影響，以及不同接收端布置下接收到的自干擾信號(hào)成分差異，對(duì)水聲通信機(jī)殼體常用的6063-T83、316L制殼體材料進(jìn)行仿真，通過更細(xì)致的對(duì)比得出材料及接收端布放位置對(duì)自干擾信號(hào)的影響。除殼體材料外，其他仿真參數(shù)（如發(fā)射信號(hào)等）配置與文獻(xiàn)[8]保持一致。所述帶內(nèi)全雙工水聲通信節(jié)點(diǎn)簡(jiǎn)化結(jié)構(gòu)及其有限元模型如圖1所示。

圖1 帶內(nèi)全雙工水聲通信節(jié)點(diǎn)簡(jiǎn)化結(jié)構(gòu)、其有限元模型及接收觀測(cè)點(diǎn)位置Fig.1 Simplified structure，finite element model and location of receiving observation points of IBFD-UWA communication modem

1 影響因素下自干擾信號(hào)波形對(duì)比與分析

為了直觀體現(xiàn)接收端布放位置對(duì)自干擾信號(hào)的影響，分別取發(fā)射端一處、常規(guī)接收端一處、殼體側(cè)面中心點(diǎn)一處；同時(shí)，為了清晰展示不同位置接收下自干擾信號(hào)波形細(xì)節(jié)，各個(gè)觀測(cè)點(diǎn)位置接收波形采用各自歸一化展示，與殼體等距離（10 cm）布放接收點(diǎn)進(jìn)行對(duì)比，布放形式及波形幅度歸一化對(duì)比圖如圖2所示。不同材料，在不同時(shí)刻下不同位置接收波形對(duì)應(yīng)殼體附近聲壓分布情況如圖 3（鋁制殼體）、圖 4（不銹鋼殼體）所示。

圖2 殼體不同材料、不同接收點(diǎn)處自干擾波形對(duì)比圖Fig.2 Comparison of SI waveforms at different receiving points and with different materials of shell

圖3 鋁殼不同位置接收波形與殼體附近聲傳播過程快拍圖Fig.3 Snapshots of receiving waveform at different positions of aluminum shell and sound propagation process near the shell

由圖2可知，自干擾信號(hào)復(fù)雜程度由A到C逐步復(fù)雜，從峰值上看，A點(diǎn)由于距離發(fā)射端較近，因此峰值能量最大，C點(diǎn)相對(duì)A點(diǎn)較小，B點(diǎn)與C點(diǎn)接近，復(fù)雜度較 C點(diǎn)較小。由對(duì)比可知，自干擾信號(hào)形式除收到殼體材料影響外，還顯著受到接收點(diǎn)位置影響。

基于文獻(xiàn)[8]，可對(duì)不同位置接收點(diǎn)信號(hào)成分進(jìn)行進(jìn)一步分析與對(duì)比，具體如下：

1）A點(diǎn)主要成分為直達(dá)發(fā)射信號(hào)，在A、B、C三點(diǎn)中峰值能量最強(qiáng)，其中還包含殼體振動(dòng)散射的信號(hào)分量，但相較直達(dá)分量而言，能量較??；

2）B點(diǎn)由于處于殼體側(cè)面，由于殼體遮擋作用無(wú)法接收到直達(dá)發(fā)射信號(hào)，因此主要由衍射分量及殼體散射分量構(gòu)成；

3）C點(diǎn)由于處于殼體頂部，同樣無(wú)法接收到直達(dá)發(fā)射信號(hào)，因此主要也由衍射分量及殼體散射分量構(gòu)成，但通過波形對(duì)比可知，此2種分量強(qiáng)度及持續(xù)時(shí)間與B點(diǎn)相比有明顯不同。

由圖3所示，鋁制殼體不同位置接收波形與殼體附近聲傳播過程快拍圖。圖3中聲壓分布對(duì)應(yīng)時(shí)間分別為 0.260 42 ms，0.635 4 ms，1.156 ms，1.552 ms，2.531 ms及 3.302 1 ms。

由圖3左側(cè)可知，C點(diǎn)幅值較大時(shí)刻與B點(diǎn)接近，同樣在發(fā)射信號(hào)經(jīng)過后存在持續(xù)振動(dòng)但劇烈程度較C點(diǎn)弱。橫向?qū)Ρ茸髠?cè)（a）點(diǎn)可知，A、B、C三點(diǎn)出現(xiàn)能量時(shí)間順序?yàn)榘l(fā)射端，殼體側(cè)面中心點(diǎn)，殼體另一端點(diǎn)，與傳播過程相符合。（b）點(diǎn)處所展示的為發(fā)射信號(hào)發(fā)送完畢后，C點(diǎn)處于峰值能量最強(qiáng)時(shí)刻，為衍射信號(hào)與殼體振動(dòng)疊加。如圖4所示，左側(cè)為不同接收點(diǎn)接收波形（不銹鋼殼體）各自歸一化結(jié)果，右側(cè)為對(duì)應(yīng)時(shí)刻殼體附近聲壓分布情況，對(duì)應(yīng)時(shí)間分別為0.260 42 ms，0.635 4 ms，1.187 5 ms，1.708 3 ms，2.333 ms及 2.937 5 ms。橫向?qū)Ρ葓D3及圖4，從殼體散射分量能量上來(lái)講，不銹鋼殼體強(qiáng)度弱于鋁制殼體，且從圖3（e）、3（f）及圖4（e）、4（f）的對(duì)比可知，鋁制殼體受激振動(dòng)持續(xù)時(shí)間更長(zhǎng)，因此，若從干擾成分角度考慮，在設(shè)計(jì)IBFD-UWA通信機(jī)殼體時(shí)，應(yīng)考慮采用較硬材質(zhì)，以降低后續(xù)散射持續(xù)時(shí)間。

圖4 不銹鋼殼不同位置接收波形與殼體附近聲傳播過程快拍圖Fig.4 Snapshots of receiving waveform at different positions of stainless steel shell and sound propagation process near the shell

同時(shí)，從最佳布放位置的角度考慮，在本參數(shù)設(shè)置下，應(yīng)將接收端布放在B 點(diǎn)位置，以從干擾峰值能量及持續(xù)時(shí)間的角度上最大程度降低自干擾信號(hào)的復(fù)雜性。因此，結(jié)合項(xiàng)目指標(biāo)需求對(duì)材質(zhì)及結(jié)構(gòu)尺寸等參數(shù)進(jìn)行確定后，可通過本文所述相同的分析方法，首先對(duì)預(yù)定設(shè)計(jì)進(jìn)行仿真，進(jìn)而選擇最佳接收布置點(diǎn)。

2 影響因素下自干擾信號(hào)成分對(duì)比與分析

為了量化分析本參數(shù)設(shè)置下的散射分量及衍射分量能量比例，通過將仿真配置設(shè)定殼體為不可受激振動(dòng)狀態(tài)，即可獲得無(wú)散射分量下，僅受殼體遮擋作用影響下的衍射分量，衍射分量與發(fā)射信號(hào)時(shí)域波形及頻域?qū)Ρ葓D如圖5所示。

圖5 衍射分量與發(fā)射信號(hào)波形及頻域?qū)Ρ菷ig.5 Comparison of diffraction component and transmitted signal waveform and frequency domain

如圖5所示，衍射分量信號(hào)波形形式與無(wú)殼體影響下接收型號(hào)時(shí)域波形形式基本一致，僅存在較小畸變。結(jié)合輔助仿真內(nèi)容，將自干擾信號(hào)中的直達(dá)分量與衍射分量去除（A點(diǎn)去除直達(dá)分量，B、C兩點(diǎn)去掉衍射分量），僅針對(duì)殼體散射分量進(jìn)行分析，結(jié)果如圖6-7所示。

圖6 鋁制殼體去除直達(dá)及衍射分量前后波形及WVD對(duì)比圖Fig.6 Comparison of waveforms and WVD before and after removal of direct and diffraction components of aluminum shell

其中，為體現(xiàn)分量在不同時(shí)刻時(shí)主要的組成成分，對(duì)散射分量進(jìn)行Wigner-Ville分布（WVD）分析。

對(duì)比圖6（a）、6（b）可知：在鋁制殼體中，當(dāng)去除直達(dá)分量及衍射分量后，接收點(diǎn) A去除直達(dá)后，峰值能量強(qiáng)度降低了近 6 dB，因此可知 A點(diǎn)主要成分為直達(dá)發(fā)射信號(hào)；而C點(diǎn)與B點(diǎn)去掉直達(dá)及衍射后峰值能量幅度變化較?。ㄇ襑VD變化較小），因此可證明當(dāng)接收點(diǎn)位置處于 B及 C點(diǎn)時(shí)，殼體散射分量是自干擾信號(hào)最主要成分。

由圖 6（b）還可知：A點(diǎn)也同樣會(huì)接收到散射分量，而 B點(diǎn)散射分量能量最弱，僅從峰值能量幅度而言，當(dāng)接收端放置于B處時(shí)，所接收到的自干擾信號(hào)強(qiáng)度將下降超過 6 dB。當(dāng)接收端放置于 C點(diǎn)時(shí)，所接收到的自干擾信號(hào)峰值強(qiáng)度基本不發(fā)生變化。

由圖7可知：在以不銹鋼作為殼體材料時(shí)，當(dāng)去除直達(dá)分量及衍射分量后，接收點(diǎn) A的峰值能量強(qiáng)度下降了約12 dB，B點(diǎn)及C點(diǎn)峰值強(qiáng)度波動(dòng)較小。這一點(diǎn)與鋁制殼體變化規(guī)律相同，但對(duì)于B點(diǎn)而言，強(qiáng)度反而有所增加，原因?yàn)槿コ苌浞至壳?，由于空間布局的位置影響，衍射分量與散射分量存在一定相位偏差，造成了一定的被動(dòng)抵消，因此當(dāng)衍射分量去除后，干擾峰值能量增加。橫向?qū)Ρ葓D6和圖7可知，僅從修改接收端布放位置，即可在降低自干擾峰值能量十余分貝。

圖7 不銹鋼殼體去除直達(dá)及衍射分量前后波形及WVD對(duì)比圖Fig.7 Comparison of waveforms and WVD before and after removal of direct and diffraction components of stainless steel shell

綜上對(duì)比可知，從干擾信號(hào)復(fù)雜度、強(qiáng)度等角度考慮，不銹鋼制殼體相較于鋁制殼體更宜作為IBFD-UWA通信機(jī)電子艙體，同時(shí)根據(jù)仿真結(jié)果可知，殼體中心側(cè)面位置更宜適合布放接收水聽器，更變結(jié)構(gòu)尺寸后會(huì)有更佳的效果，這一點(diǎn)在文獻(xiàn)[10]中也得到了驗(yàn)證。

3 自干擾信道特性分析

在本小節(jié)中，擬采用不同信道估計(jì)方法對(duì)SLI信道進(jìn)行估計(jì)，基于估計(jì)結(jié)果得到殘余干擾信號(hào)，并通過對(duì)比殘余干擾強(qiáng)度，對(duì)自干擾信道的“非稀疏性”進(jìn)行驗(yàn)證，并對(duì)信道分布進(jìn)行擬合。本節(jié)中采用的自干擾信號(hào)為鋁制殼體C點(diǎn)處仿真結(jié)果以及實(shí)測(cè)SLI信道結(jié)果，以此點(diǎn)對(duì)自干擾復(fù)雜性進(jìn)行說明。

對(duì)比中，采用的方法為匹配追蹤算法（Matching Pursuit，MP）、分段正交匹配追蹤（Stagewise OMP，StOMP）[11]、壓縮采樣匹配追蹤（Compressive Sampling MP，CoSaMP）[12]、RLS濾波器，分別從稀疏與非稀疏的角度對(duì)信道進(jìn)行了估計(jì)。為了實(shí)現(xiàn)結(jié)果對(duì)比，在上述各類算法中，追蹤路徑個(gè)數(shù)設(shè)置為100，設(shè)置的原因?yàn)?，?dāng)追蹤的路徑個(gè)數(shù)較低時(shí)，無(wú)法得到對(duì)比效果，對(duì)比結(jié)果如圖8所示。其中殘余信號(hào)通過了歸一化幅度控制，以便于對(duì)殘余信號(hào)進(jìn)行橫向?qū)Ρ取?/p>

由圖 8對(duì)比結(jié)果可知，因仿真過程未引入噪聲，因此 RLS算法性能最佳，殘余干擾信號(hào)能量極低，CoSaMP算法在一定程度上從稀疏的角度對(duì)MP算法進(jìn)行優(yōu)化，需要對(duì)稀疏度進(jìn)行定義，由圖8可知，其在非稀疏信道下（本仿真參數(shù)下，信道受殼體影響）的表現(xiàn)不如 MP算法。由于 StOMP方法沒有稀疏度約束，因此在眾多 MP/OMP改進(jìn)型算法中，以殘余信號(hào)能量最低的角度，獲得了最佳的干擾信道估計(jì)結(jié)果，但使用該方法需要對(duì)門限進(jìn)行合理設(shè)置。

圖 8 SLI信道估計(jì)結(jié)果及殘余干擾信號(hào)對(duì)比圖Fig. 8 Comparison of SLI channel estimation results and residual interference signals

綜上所述，以非稀疏角度對(duì)自干擾信道進(jìn)行估計(jì)的算法都獲得了良好的結(jié)果，而在基于稀疏角度的各類算法下獲得的殘余信號(hào)能量相對(duì)較強(qiáng)。

水聲通信信道常被認(rèn)為服從 Rayleigh分布形式，而對(duì)于帶內(nèi)全雙工水聲通信系統(tǒng)而言，由于發(fā)射端與近端接收端距離過近，正常來(lái)說會(huì)存在直達(dá)信號(hào)，因此會(huì)更偏向于Rician分布，但因殼體影響導(dǎo)致信道復(fù)雜化，為了探究環(huán)路自干擾信道分布特性，在此通過最大似然估計(jì)方法，擬合以上述部分信道估計(jì)結(jié)果的 Rayleigh分布參數(shù)與Rician分布參數(shù)，并以此參數(shù)分別計(jì)算該參數(shù)下的 Rayleigh分布及Rician分布概率密度函數(shù)，在此基礎(chǔ)上進(jìn)行對(duì)比，對(duì)比結(jié)果如圖9所示。

圖9 SLI信道分布擬合對(duì)比結(jié)果Fig.9 SLI channel distribution fitting comparison results

由于圖8中CoSaMP信道估計(jì)算法下的殘余信號(hào)較大，無(wú)法合理的表征SLI信道，因此在本仿真中，僅采用實(shí)測(cè)SLI信道估計(jì)結(jié)果、StOMP、RLS這幾種方法得到的信道估計(jì)結(jié)果進(jìn)行對(duì)比。

從圖9中可看出，實(shí)測(cè)信道及不同信道估計(jì)結(jié)果更貼合Rayleigh分布，同時(shí)也證明了在本書所述的帶內(nèi)全雙工水聲通信工程樣機(jī)結(jié)構(gòu)下，由于殼體的影響，發(fā)射端與近端接收端無(wú)直達(dá)信號(hào)。需要說明的是，由于數(shù)據(jù)量有限，在計(jì)算信道估計(jì)結(jié)果的概率密度函數(shù)時(shí)（使用 ksdensity函數(shù)），在函數(shù)中，對(duì)數(shù)據(jù)樣本進(jìn)行了平滑處理，導(dǎo)致計(jì)算結(jié)果中出現(xiàn)負(fù)數(shù)。

4 結(jié)束語(yǔ)

本文基于有限元模型與已有研究結(jié)果，對(duì)不同殼體材料及近端接收端布放位置影響下的環(huán)路自干擾信號(hào)特征進(jìn)行了仿真與分析，仿真結(jié)果表明殼體材料與接收位置對(duì)SLI強(qiáng)度影響巨大，差異可達(dá)到十余分貝（如本仿真設(shè)置情況）。對(duì)不同位置處所接收的SLI成分進(jìn)行了分析，可知3個(gè)不同位置處接收到的SLI的最主要成分因成因不同導(dǎo)致有顯著差異。在該仿真參數(shù)設(shè)置下，可由本文分析可知，從降低 SLI信號(hào)強(qiáng)度的角度出發(fā)，應(yīng)選用316L作為IBFD-UWA通信電子艙體殼體材料，同時(shí)應(yīng)將接收端不放置中部側(cè)面位置，基于本文所述思路，可針對(duì)具體問題與實(shí)際應(yīng)用需求進(jìn)行具體分析。

通過不同算法對(duì) SLI信道進(jìn)行了估計(jì)并基于估計(jì)結(jié)果計(jì)算了殘余干擾信號(hào)，結(jié)果表明基于稀疏理念的信道估計(jì)方法在帶內(nèi)全雙工水聲通信系統(tǒng)中的應(yīng)用效果有限，因此在進(jìn)行SLI信道估計(jì)時(shí)，因采用非稀疏角度的信道估計(jì)方法，如 RLS自適應(yīng)濾波器等。同時(shí)基于仿真與實(shí)測(cè)結(jié)果，對(duì) SLI信道分布特征進(jìn)行了擬合，擬合結(jié)果表明，SLI信道更接近Rayleigh分布，可為后續(xù)自干擾信道假設(shè)提供理論基礎(chǔ)，支撐未來(lái)模擬域自干擾抵消及數(shù)字域自干擾抵消理論仿真。