吉靜，陳偉，盧紅洋，李昌振，杜路遙

（1.武漢理工大學(xué)，湖北 武漢 430070；2.武漢興圖新科電子股份有限公司，湖北 武漢 430070；3.中國交通通信信息中心，北京 100010）

0 引言

隨著移動(dòng)通信技術(shù)的發(fā)展，與傳統(tǒng)的5G 技術(shù)相比，新一代通信技術(shù)B5G/6G 將支持最高的載波頻率、更大帶寬、更低時(shí)延及更可靠傳輸，同時(shí)將覆蓋空天海地一體化，為用戶提供全天時(shí)、不間斷的泛在移動(dòng)通信服務(wù)。

無線通信與泛在感知的深度融合是新一代通信技術(shù)發(fā)展的關(guān)鍵[1-2]，一方面它能通過各類基站快捷部署促進(jìn)通信與感知相互賦能，另一方面它能有效降低能耗促進(jìn)信號(hào)譜利用率。目前，各界對(duì)通感一體化（ISAC,Integrated Sensing and Communication）投入大量精力，學(xué)術(shù)界在信號(hào)設(shè)計(jì)等熱點(diǎn)領(lǐng)域進(jìn)行了大量研究[3-4]，工業(yè)界在ISAC 標(biāo)準(zhǔn)化等領(lǐng)域投入大量人力[5-6]。

導(dǎo)通融合（NavCom）是ISAC 信號(hào)設(shè)計(jì)的子集，廣泛應(yīng)用于數(shù)字孿生城市、元宇宙等熱點(diǎn)領(lǐng)域，北京郵電大學(xué)鄧中亮教授團(tuán)隊(duì)提出了基于TC-OFDM 載波信號(hào)調(diào)制體制的室內(nèi)外一體導(dǎo)通信號(hào)融合，經(jīng)評(píng)估測(cè)試，信號(hào)精度可達(dá)米級(jí)[7]。武漢大學(xué)劉曉莉教授提出了一種基于MSK 和OFDM 的載波信號(hào)調(diào)制體制，同時(shí)通過對(duì)導(dǎo)航貢獻(xiàn)和跟蹤性能評(píng)估，得到上述兩個(gè)信號(hào)，并認(rèn)為這兩個(gè)信號(hào)比論文中研究的其他信號(hào)具備更出色的性能指標(biāo)[8]。中科院羅瑞丹等提出一種基于多載波復(fù)合導(dǎo)航信號(hào)調(diào)制方法，與現(xiàn)有的調(diào)制信號(hào)相比，它具備更好的跟蹤精度、抗干擾性和頻譜利用性能，可作為地基導(dǎo)航增強(qiáng)系統(tǒng)的信號(hào)[9]。

對(duì)于導(dǎo)航的載波信號(hào)設(shè)計(jì)與研究，伽利略系統(tǒng)早期極為重視信號(hào)設(shè)計(jì)，為此建立載波調(diào)制信號(hào)池，對(duì)包含BOCs(5,2)、BPSK(1)在內(nèi)的候選載波調(diào)制信號(hào)進(jìn)行了驗(yàn)證，在信號(hào)層面對(duì)候選信號(hào)的各項(xiàng)性能指標(biāo)進(jìn)行地面驗(yàn)證，同時(shí)在系統(tǒng)層面對(duì)候選信號(hào)進(jìn)行指標(biāo)的實(shí)際驗(yàn)證，甚至為此發(fā)射試驗(yàn)驗(yàn)證衛(wèi)星[10-12]。哈爾濱工程大學(xué)薛睿等學(xué)者提出了在S頻段上采用連續(xù)相位調(diào)制方案，并驗(yàn)證它具有良好的碼跟蹤精度、抗干擾能力和多徑消除能力[13]。武漢大學(xué)王雷提出基于MSK 的擴(kuò)頻調(diào)制信號(hào)，通過性能評(píng)估發(fā)現(xiàn)SSMSK 信號(hào)具備更好的捕獲、跟蹤性能和用戶容量[14]。

本文接下來將首先介紹通感一體化發(fā)展的基本情況、導(dǎo)通融合的重要性及目前通信導(dǎo)航一體化載波信號(hào)體制的現(xiàn)狀，隨后針對(duì)設(shè)計(jì)目標(biāo)，對(duì)相關(guān)系統(tǒng)現(xiàn)狀進(jìn)行分析梳理，進(jìn)而提出通信導(dǎo)航一體化信號(hào)模型且進(jìn)行基本性能的分析，并對(duì)碼跟蹤精度、兼容性、抗多徑、抗干擾以及通信開銷進(jìn)行評(píng)估，最后進(jìn)行總結(jié)和展望。

1 設(shè)計(jì)目標(biāo)

1.1 應(yīng)用場(chǎng)景

針對(duì)廣覆蓋、多接入、低延時(shí)、大容量的用戶通信感知需求，迫切需要一種適合多種場(chǎng)景、與現(xiàn)有通信系統(tǒng)之間改動(dòng)不大的信號(hào)方案，實(shí)現(xiàn)單一通信維度平滑過渡到通感一體維度的能力。

系統(tǒng)層面，大量信號(hào)源分布在陸?？仗煲惑w全域，如圖1 所示，包括：高軌/中軌/低軌星座衛(wèi)星系統(tǒng)，LTE 4G/5G，衛(wèi)星地面基站以及近場(chǎng)通信系統(tǒng)的信號(hào)源發(fā)射全天時(shí)、全天候發(fā)射無線電波，接收機(jī)通過檢測(cè)、捕獲、跟蹤這些無線電波，可為用戶提供位置、導(dǎo)航、授時(shí)和通信的服務(wù)。

圖1 陸?？仗烊騼?nèi)感知通信一體應(yīng)用場(chǎng)景示意圖

擴(kuò)頻信號(hào)體制層面分析，目前在通感一體化領(lǐng)域，正交頻分復(fù)用時(shí)間碼（TC-OFDM）具備我國自主知識(shí)產(chǎn)權(quán)，能很好地與地面5G 基站實(shí)現(xiàn)結(jié)合，實(shí)現(xiàn)室內(nèi)位置感知增強(qiáng)，并被明確寫入5G-Advanced Rel-18 中，但由于覆蓋需要5G 網(wǎng)絡(luò)支撐，從覆蓋的廣度適合于大城市等人口稠密區(qū)域；正交時(shí)頻空分調(diào)制（OTFS）是一項(xiàng)相較于OFDM更新的方法，由Cohere 掌握大量知識(shí)產(chǎn)權(quán)，它能較好地克服相對(duì)運(yùn)動(dòng)中信道的時(shí)延多普勒域和時(shí)頻域變化，具備多徑易分辨、時(shí)延多普勒相對(duì)穩(wěn)定和一定范圍內(nèi)信道時(shí)延多普勒可定義的特點(diǎn)，相較于OFDM 調(diào)制，它更適合高移動(dòng)場(chǎng)景。此外，UWB、V-OFDM 等信號(hào)也從機(jī)會(huì)信號(hào)層面有效地切入到通感一體的信號(hào)領(lǐng)域。

作為ISAC 的子集，天基的近地軌道衛(wèi)星（LEOs）載荷信號(hào)面臨許多挑戰(zhàn)，一方面頻譜資源極其有限，這意味著不可能為每個(gè)系統(tǒng)提供專有頻段；另一方面，由于相互干擾，混雜的信號(hào)會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)性能急劇下降，這意味著它們難以復(fù)用或共用。

1.2 信號(hào)情況

根據(jù)ITU 的區(qū)域頻率服務(wù)劃分，RDSS 為美洲地區(qū)的主要服務(wù)，卻是歐洲、非洲、中東、北亞和亞太地區(qū)的次要服務(wù)。鑒于研究結(jié)果，ITU-R 提議，在保護(hù)主要服務(wù)基礎(chǔ)上，大力支持RDSS/MSS 業(yè)務(wù)融合。IRNSS 是印度空間研究局（ISRO）主導(dǎo)的區(qū)域型導(dǎo)航系統(tǒng)，由它的ICD 公開披露，IRNSS 的載波中心頻率為2 492.028 MHz，并由BPSK(1)和BOC(5,2)分別調(diào)制，提供標(biāo)準(zhǔn)定位服務(wù)（SPS,Standard Positioning Service）和限制服務(wù)（RS,Restrict Service）服務(wù)，其中SPS服務(wù)的最小接收功率為-162.3 dBW。全球星（Globalstar）是全球衛(wèi)星系統(tǒng)，由48 顆LEO 星座構(gòu)成，2025 年前將繼續(xù)提供移動(dòng)語音和數(shù)據(jù)通信服務(wù)，它采用頻率復(fù)用技術(shù)，將16.5 MHz 的帶寬分成13 個(gè)子波束，為有效規(guī)避混疊，每個(gè)子波束為1.23 MHz 的帶寬[15-16]。

對(duì)目標(biāo)頻段載波信號(hào)調(diào)制設(shè)計(jì)的主要影響為同頻系統(tǒng)或鄰頻系統(tǒng)的信號(hào)干擾，目前，S 頻段主要的同頻及鄰頻系統(tǒng)的參數(shù)如表1 所示：

表1 S頻段同頻及鄰頻的主要系統(tǒng)

目標(biāo)頻段中主要天基源的服務(wù)信號(hào)歸一化功率譜密度函數(shù)如圖2 所示，盡管目前天基源S 頻段信號(hào)較多，但仍然具備較好的信號(hào)頻譜設(shè)計(jì)空間。從設(shè)計(jì)路線上看，只要保證信號(hào)擴(kuò)頻方案在與現(xiàn)有系統(tǒng)間兼容性、復(fù)用性、抗干擾能力等重要特性上滿足要求，就能在工程應(yīng)用理論上可行。

圖2 主要服務(wù)的信號(hào)歸一化功率譜密度函數(shù)

在信號(hào)設(shè)計(jì)中需要考慮幾個(gè)關(guān)鍵問題：

（1）頻譜復(fù)用或頻譜效率——即每赫茲所能傳輸?shù)男畔⑽唬?/p>

（2）同頻信號(hào)之間的規(guī)劃設(shè)計(jì)，尤其是同頻段規(guī)劃信號(hào)的驗(yàn)證干擾/抗干擾和相互兼容；

（3）除了傳統(tǒng)的時(shí)頻特征外，挖掘新的維度特征對(duì)于提取和區(qū)分PNTRC 無處不在的信號(hào)設(shè)計(jì)也非常重要。

2 模型

2.1 信號(hào)模型

本文提出的方案是多用戶正交頻分復(fù)用連續(xù)相位恒包絡(luò)調(diào)制（CE-MU-OFDM-PM,Constant-Envelope Orthogonal Frequency Division Multiplexing with continuous Phase Modulation for Multiusers）,它的帶通時(shí)域數(shù)學(xué)模型可以定義為：

其中A為信號(hào)幅度，Re{·}為實(shí)部算子，ф(t)為時(shí)變相位函數(shù)，可表示為：

且iTc≤t≤(i+1)Tc，圖3 為所提信號(hào)方案生成模型：

圖3 CE-MU-OFDM-PM信號(hào)生成模型

式(2) 中，θi是第i個(gè)符號(hào)相位。其中，h為相位調(diào)制因子，CN是歸一化常量，Ii,k為第i個(gè)符號(hào)中第k個(gè)子載波的二進(jìn)制數(shù)據(jù)符號(hào)，即Ii,k=±1，Tc是符號(hào)周期，{qk(t)}第k個(gè)子載波的構(gòu)形函數(shù)。

而并行的數(shù)據(jù)符號(hào)可以被表達(dá)為：

其中，ai,k為二進(jìn)制偽隨機(jī)數(shù){0,1}，而di,k為二進(jìn)制導(dǎo)航數(shù)據(jù){0,1}。子載波正交條件為：

假設(shè)不同符號(hào)之間的相位滿足相互獨(dú)立的條件，也就是相位中的記憶部分為零值。此時(shí)，式(1)能表達(dá)為：

2.2 功率譜密度與自相關(guān)函數(shù)

歸一化PSD 可被定義為：

其中，Sa(·)為采樣函數(shù)算子。圖4 所示為提出信號(hào)在不同子載波k下的歸一化功率譜密度函數(shù)：

圖4 CE-MU-OFDM-PM信號(hào)的歸一化功率譜密度函數(shù)

歸一化功率譜密度函數(shù)有如下特點(diǎn)：

（1）功率譜密度函數(shù)隨著載波數(shù)量的增加，主瓣間的距離隨之增大；

（2）歸一化功率譜密度函數(shù)中主瓣與第一旁瓣之間的幅度差值為26.5 dBW/Hz；

（3）當(dāng)k=1 時(shí)，主瓣帶寬可達(dá)3.069 MHz，否則主瓣帶寬為2.046 MHz，而所有的旁瓣帶寬均為1.023 MHz。

經(jīng)過反變換，CE-MU-OFDM-PM 載波信號(hào)的自相關(guān)函數(shù)（ACF）可以表示為：

其中βγ為接收機(jī)濾波前端帶寬，圖5 為所提出信號(hào)的ACF：

圖5 CE-MU-OFDM-PM信號(hào)的自相關(guān)函數(shù)

從圖5 可看出，信號(hào)方案的ACF 具備如下特點(diǎn)：

（1）隨著k值增大，ACF 在單一周期內(nèi)存在多峰；

（2）隨著k值增大，ACF 峰間距離不斷縮?。?/p>

（3）對(duì)于同一k值，ACF 峰間的間隔相同。

上述特點(diǎn)能幫助接收機(jī)在已知參數(shù)的情況下可以更好地捕獲跟蹤到信號(hào)，并且具備出色的多徑分辨率能力?；谏鲜龇治觯x擇CE-MU-OFDM-PM(2)作為本文的信號(hào)調(diào)制方案。

3 性能評(píng)估

3.1 測(cè)試參數(shù)

用于導(dǎo)航和通信仿真評(píng)估的參數(shù)列表如表2 所示：

表2 部分仿真參數(shù)列表

3.2 導(dǎo)通性能評(píng)估

本節(jié)將對(duì)上一節(jié)中提出的CE-MU-OFDM-PM 調(diào)制方案與表1 中所列出的主要系統(tǒng)信號(hào)調(diào)制方案進(jìn)行性能比較，同時(shí)也與金國平等學(xué)者提出的BOCs（5,2.5）[17]、Avila-Rodriguez等提出的MSK(10)等經(jīng)典候選調(diào)制方案進(jìn)行比較[18]。

這里需特別指出的是，本文所有列舉的信號(hào)調(diào)制方案中括號(hào)內(nèi)的參數(shù)，僅有一個(gè)參數(shù)時(shí)，代表的是擴(kuò)頻碼速率fc相對(duì)于基礎(chǔ)速率f0的倍數(shù)n，即：fc=nf0；而有兩個(gè)參數(shù)時(shí)，前者代表副載波速率fs相對(duì)于基礎(chǔ)速率f0的倍數(shù)m，即：fs=mf0，后者仍為擴(kuò)頻碼速率fc相對(duì)于基礎(chǔ)速率f0的倍數(shù)n。

（1）精度潛力

采用碼跟蹤誤差和Gabor 帶寬作為衡量指標(biāo)，仿真結(jié)果分別如圖6 和圖7 所示。

圖6 CE-MU-OFDM-PM與常見信號(hào)的碼跟蹤誤差

圖7 CE-MU-OFDM-PM與常見信號(hào)的Gabor帶寬

圖6 表明，灰色虛線標(biāo)識(shí)的CE-MU-OFDM-PM 碼跟蹤精度性能出色，僅次于全球星類似脈沖樣式的SRC 調(diào)制方式，即使在載噪比為15 dB-Hz 時(shí)，碼跟蹤精度也能達(dá)到1.2 m 左右，這明顯優(yōu)于其他候選信號(hào)。

圖7 表明，不同擴(kuò)頻調(diào)制的Gabor 帶寬，當(dāng)接收機(jī)的前端帶寬小于14 MHz 時(shí)，所提信號(hào)的Gabor 帶寬非常小，這意味它并不合適傳統(tǒng)的經(jīng)濟(jì)型窄帶接收機(jī)。當(dāng)前端帶寬超過14 MHz 時(shí)，它的梯度陡然增加，前端帶寬達(dá)到16 MHz 左右時(shí)，它取得相當(dāng)于MSK(10)的Gabor 帶寬，這表明CEMU-OFDM-PM 非常適合導(dǎo)通一體化的寬帶接收機(jī)接收。

（2）兼容性

本文在兼容性上采用譜分離系數(shù)（SSC）和碼跟蹤譜靈敏系數(shù)（CT-SSC）為衡量指標(biāo)，仿真情況如圖8 和圖9 所示：

圖8 譜分離系數(shù)矩陣

圖9 碼跟蹤譜靈敏度系數(shù)矩陣

SSC 值越小，表明混雜信號(hào)中目標(biāo)信號(hào)相較于干擾信號(hào)越容易剝離。圖8 表明，所提信號(hào)在目標(biāo)頻段中幾乎與每一類候選信號(hào)之間的SSC 都是最小的，這充分說明所提信號(hào)具備較好的與已存在或候選信號(hào)進(jìn)行分離的特點(diǎn)。

而CT-SSC 越小，表明干擾信號(hào)對(duì)目標(biāo)信號(hào)擴(kuò)頻碼跟蹤性能的影響越小。圖9 表明，以CE-MU-OFDM-PM 作為目標(biāo)信號(hào)，其他信號(hào)作為干擾信號(hào)對(duì)它產(chǎn)生的影響顯著小很多，而以CE-MU-OFDM-PM 作為干擾信號(hào)，對(duì)本文所列舉的目標(biāo)信號(hào)的影響同樣極小。

上述結(jié)果表明所提信號(hào)在兼容性遠(yuǎn)超其他候選信號(hào)，與現(xiàn)存的信號(hào)之間具備出色的剝離能力，以及對(duì)跟蹤性能的影響非常小。

（3）抗多徑能力

這里采用多徑誤差包絡(luò)和平均多徑誤差包絡(luò)作為抗多徑性能指標(biāo)，基于多徑傳播模型，可將信號(hào)多徑誤差包絡(luò)定義如下[19-20]：

其中，βγ為前置濾波器帶寬，Gs(f)為擴(kuò)頻信號(hào)的歸一化功率譜密度函數(shù)，d是相關(guān)距離，αi和τi是第i個(gè)多徑信號(hào)相對(duì)于直射信號(hào)相對(duì)幅度和延遲，m是多徑信號(hào)的總數(shù)。上述當(dāng)多徑直達(dá)相位差φ=0°時(shí)，取“+”；當(dāng)多徑直達(dá)相位差為φ=180°時(shí)，取“-”。而平均多徑誤差包絡(luò)定義如下。

仿真情況如圖10 和圖11 所示，圖10 所示的是2 500 m 以內(nèi)的多徑延遲情況下不同擴(kuò)頻調(diào)制信號(hào)的多徑誤差包絡(luò)，從中不難看出，灰色虛線標(biāo)識(shí)的CE-MU-OFDM-PM 的多徑誤差顯著小于所列出的其他幾類擴(kuò)頻調(diào)制信號(hào)，意味著在2 500 m以內(nèi)的多徑延遲條件下，所提信號(hào)本身具備多徑抑制特點(diǎn)。

圖10 抗多徑能力比較（0～2 500 m）

圖11 平均抗多徑能力比較（0～2 500 m）

圖11 所示為2 500 m 內(nèi)不同的擴(kuò)頻調(diào)制信號(hào)的平均包絡(luò)，所提方案的平均多徑誤差在0.1 m 以內(nèi)，而這個(gè)評(píng)估結(jié)果遠(yuǎn)超過本文羅列出的其他任何信號(hào)，這意味著從統(tǒng)計(jì)意義上看，所提出的CE-MU-OFDM-PM 在不同的多徑延遲條件下具備優(yōu)異的直射傳播特點(diǎn)和多徑抑制特點(diǎn)。

（4）抗干擾能力

本文在抗干擾能力上主要關(guān)注抗匹配譜和抗窄帶兩類干擾，主要關(guān)心碼跟蹤和解調(diào)兩個(gè)階段，四類抗干擾的品質(zhì)因數(shù)的直方圖如圖12 所示：

圖12 CE-MU-OFDM-PM與其他信號(hào)的抗干擾能力

圖12 中，藍(lán)色矩形條標(biāo)識(shí)的CE-MU-OFDM-PM 信號(hào)在解調(diào)抗匹配譜干擾性能上大幅度優(yōu)于其他列舉信號(hào)，擴(kuò)頻碼跟蹤抗匹配譜干擾、解調(diào)抗窄帶干擾性能上略微領(lǐng)先于其他信號(hào)，而在擴(kuò)頻碼跟蹤抗窄帶干擾性能上小幅落后于其他列舉的信號(hào)。上述現(xiàn)象表明，所提出信號(hào)具備較好的抗匹配譜能力，即所提信號(hào)對(duì)來波寬帶干擾具備較好的抗干擾能力，同時(shí)也在碼跟蹤階段對(duì)窄帶干擾具備較好的抗干擾能力。

（5）頻譜復(fù)用能力

將CE-MU-OFDM-PM 的參數(shù)設(shè)置為64，即所提方案中包含64 個(gè)子載波的復(fù)用，將其與NSCC(19)信號(hào)在歸一化功率譜密度函數(shù)進(jìn)行比較，如圖13 所示：

圖13 所提出信號(hào)與NSCC(19)在NPSD上的比較

從圖13 中可以看出，所提方案和NSCC(19)在歸一化功率譜密度上的主瓣帶寬均較大，更集中于一定的載波頻率偏移，同時(shí)兩者自身也具備同樣出色的主瓣旁瓣幅度比（PSR），在歸一化PSD 中一定頻率范圍內(nèi)產(chǎn)生了類似脈沖的樣式。從信號(hào)自身幅值上比較，NSCC 的水平較所提信號(hào)高出5 dBW/Hz，它表明在低軌衛(wèi)星發(fā)射機(jī)上，同等帶寬和天線增益情況下，NSCC(19)較CE-MU-OFDMPM(64)有更高的發(fā)射功率。這意味著所提信號(hào)方案相較于NSCC 具備較高的頻譜復(fù)用能力，可供更多用戶在其上實(shí)現(xiàn)頻譜復(fù)用，具備更高的頻譜效率。

（6）通信鏈路估算

本文在通信鏈路估算上采用比特信噪比（Eb/N0）和誤比特率（BER）作為衡量指標(biāo)。

對(duì)于下行鏈路，它的比特信號(hào)比可表示為：

對(duì)于下行鏈路，它的比特信號(hào)比可表示為：

在通信上行鏈路和下行鏈路中Eb/N0的冗余量分別為18.429 9 dB～29.267 1 dB 和13.072 dB～23.826 8 dB。同時(shí)，即使在最惡劣的情況下上行鏈路的BER 也能達(dá)到1.0e-30,下行鏈路的BER 為9.47e-11，均大幅度優(yōu)于1.0e-6的門限值。

綜合上述，從理論層面上，相較其他信號(hào)，CE-MUOFDM-PM 在精度潛力、兼容性、抗多徑能力、抗干擾能力、頻譜復(fù)用能力和通信鏈路開銷上均具備出色的性能表現(xiàn)。

4 結(jié)束語

本文提出了一種全新的ISAC 波形擴(kuò)頻調(diào)制方法，它不僅繼承相位調(diào)制的特點(diǎn)，同時(shí)也繼承正交頻分復(fù)用的優(yōu)點(diǎn)，且能實(shí)現(xiàn)通信鏈路上下行設(shè)計(jì)中Eb/N0和BER 的要求，通過仿真驗(yàn)證其在理論上能滿足感知通信一體化設(shè)計(jì)的要求。從價(jià)值上看，CE-MU-OFDM-PM 可作為導(dǎo)通融合的潛在信號(hào)源，在LEOs 載荷甚至空基載荷上實(shí)現(xiàn)工程化驗(yàn)證提供依據(jù)，為北斗未來具有競爭力的潛在信號(hào)方案，同時(shí)也可為未來便攜式PNTR 終端的發(fā)展提供研究理論基礎(chǔ)。