許同，王琛，陶建業(yè)，王毅，劉飛，王世斌，田旭，劉聯(lián)濤

(1. 新能源電力系統(tǒng)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室(華北電力大學(xué))，河北省保定市 071003；2. 國(guó)網(wǎng)青海省電力公司經(jīng)濟(jì)技術(shù)研究院，西寧市 810008)

0 引 言

憑借高傳輸效率、高可控性以及便于接納可再生能源等優(yōu)勢(shì)，中壓直流系統(tǒng)已應(yīng)用于貴州城市配電網(wǎng)、杭州江東新城智能柔性直流配電網(wǎng)、吳江中低壓直流配電網(wǎng)等多項(xiàng)實(shí)際工程中[1-4]。模塊化多電平換流器(modular multilevel converter，MMC)具備拓展性強(qiáng)、模塊化設(shè)計(jì)、控制簡(jiǎn)單等優(yōu)點(diǎn)，已成為中壓柔性直流輸電系統(tǒng)的優(yōu)選換流器拓?fù)?，并展現(xiàn)出良好的運(yùn)行效果[5-6]。

相比于傳統(tǒng)兩電平和三電平換流器，MMC將電容分散在子模塊內(nèi)部，通過(guò)提高電平數(shù)目改善電壓質(zhì)量，同時(shí)降低器件開(kāi)關(guān)頻率[7-8]。調(diào)制策略是換流器正常工作的基礎(chǔ)，直接影響換流器的運(yùn)行性能[9-10]。最近電平逼近調(diào)制(nearest level modulation，NLM)采用多電平階梯波逼近正弦參考波，應(yīng)用于中壓直流系統(tǒng)時(shí)，輸出電壓的低次諧波含量較高[11]；采用載波移相脈寬調(diào)制(carrier phase shifted pulse width modulation，CPS-PWM)策略能夠降低輸出電壓的低次諧波含量，但控制系統(tǒng)復(fù)雜，換流器運(yùn)行損耗較高[12-13]。因此，亟需研究適用于中壓直流系統(tǒng)的MMC拓?fù)浼捌湔{(diào)制策略，以改善換流器的運(yùn)行性能。

通過(guò)改善傳統(tǒng)NLM和CPS-PWM調(diào)制策略，國(guó)內(nèi)外學(xué)者相繼提出了多種適用于中壓直流系統(tǒng)的新型MMC調(diào)制策略。文獻(xiàn)[14]提出了載波重疊脈寬調(diào)制(phase disposition PWM，PD-PWM)策略，但該策略加劇了子模塊電容電壓不均衡度，且換流器控制系統(tǒng)復(fù)雜，運(yùn)行損耗較高。文獻(xiàn)[15-16]研究了特定諧波消除脈寬調(diào)制(selective harmonic elimination PWM，SHE-PWM)策略，通過(guò)傅里葉分解計(jì)算觸發(fā)角，但計(jì)算方法過(guò)于復(fù)雜。文獻(xiàn)[17]提出了等效電平調(diào)制策略(equivalent level modulation，ELM)，該策略通過(guò)等效方波提高輸出電平數(shù)目，簡(jiǎn)化了控制方法，但是低次諧波含量較高。文獻(xiàn)[18-19]通過(guò)改進(jìn)取整函數(shù)，將輸出電壓擴(kuò)展至2N+1電平，改善輸出電壓波形質(zhì)量，但也產(chǎn)生了較大的循環(huán)電流，換流器運(yùn)行損耗較高。文獻(xiàn)[20]提出了最近電平脈寬調(diào)制(nearest level PWM，NL-PWM)策略，該策略結(jié)合了階梯波和PWM波，改善了輸出電壓的波形質(zhì)量，電壓均衡控制簡(jiǎn)單，但換流器的運(yùn)行損耗較高。

針對(duì)應(yīng)用于中壓直流系統(tǒng)的MMC，已有調(diào)制策略雖然可以提高輸出電壓的波形質(zhì)量，但是仍存在循環(huán)電流大、換流器運(yùn)行損耗高、控制系統(tǒng)復(fù)雜等限制條件。為了提高應(yīng)用于中壓直流系統(tǒng)中MMC的運(yùn)行性能，本文提出一種輸出電平多級(jí)倍增MMC(level multiplication-MMC，LM-MMC)拓?fù)?，并且設(shè)計(jì)相應(yīng)的電平多級(jí)倍增調(diào)制(level multiplication modulation，LMM)策略。所提拓?fù)浼捌湔{(diào)制策略具有循環(huán)電流小、運(yùn)行損耗低等優(yōu)點(diǎn)，可多級(jí)倍增輸出電平數(shù)目，從而改善輸出波形質(zhì)量。

本文首先介紹半橋MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，概述傳統(tǒng)MMC調(diào)制策略的工作原理。其次，給出所提LM-MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并且介紹B型子模塊的工作原理。接著，設(shè)計(jì)LMM的調(diào)制原理以及子模塊工作模式確定流程圖。最終，分別搭建仿真和實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)，驗(yàn)證所提拓?fù)浼罢{(diào)制策略的運(yùn)行特性，并與其他幾種典型調(diào)制策略對(duì)比運(yùn)行性能。

1 MMC運(yùn)行原理及傳統(tǒng)調(diào)制策略

1.1 MMC運(yùn)行原理

圖1為傳統(tǒng)三相MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，每相單元包括上下2個(gè)橋臂，每個(gè)橋臂由N個(gè)半橋子模塊(half bridge submodule，HBSM)和一個(gè)橋臂電感串聯(lián)組成。

圖1 傳統(tǒng)三相MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of traditional three-phase MMC

如圖1所示，Uvj和Ivj(j=a，b，c)分別為MMC交流電壓和電流，Upj和Unj分別為上下橋臂的輸出電壓，Ipj和Inj分別為上下橋臂電流，Idc和Udc分別為直流電流與電壓。在正常運(yùn)行狀態(tài)下，相單元上下橋臂投入子模塊數(shù)目之和恒定，保證相單元輸出電壓穩(wěn)定以減小循環(huán)電流。

(1)

1.2 傳統(tǒng)調(diào)制策略

本節(jié)將簡(jiǎn)要概述實(shí)際工程中采用的NLM和CPS-PWM策略。

1.2.1 NLM策略

假設(shè)MMC各橋臂N個(gè)子模塊電容電壓額定值為Uc，換流器橋臂單元可輸出N+1電平。圖2為傳統(tǒng)NLM原理，采用多電平階梯波逼近正弦參考波，通過(guò)提高子模塊數(shù)目改善輸出波形質(zhì)量。

圖2 傳統(tǒng)NLM原理Fig.2 Schematic diagram of traditional NLM

由于感性器件可以濾除高次諧波，因此本文主要統(tǒng)計(jì)總諧波畸變度(total harmonic distortion，THD)和低次諧波畸變度(<1 000 Hz)(THDL)。在傳統(tǒng)NLM調(diào)制下，相單元投入子模塊數(shù)為N，輸出N+1電平階梯波。通過(guò)修改取整函數(shù)，可將相電壓階梯波電平數(shù)目擴(kuò)展至2N+1[21]。然而，此時(shí)相單元投入子模塊數(shù)目變化，引起較大的循環(huán)電流，換流器的運(yùn)行損耗顯著提高。此外，NLM一般在輸出電平變化時(shí)排序電容電壓以降低功率器件的開(kāi)關(guān)頻率，但是電壓不均衡度也會(huì)因子模塊數(shù)較少而增加。

1.2.2 CPS-PWM策略

圖3所示為適用于中壓系統(tǒng)中MMC的CPS-PWM原理。每個(gè)子模塊分別對(duì)應(yīng)一個(gè)三角載波，各三角載波互相差2π/N，將N個(gè)兩電平PWM波疊加即可得到N+1電平PWM波。

圖3 CPS-PWM原理圖Fig.3 Schematic diagram of CPS-PWM

在傳統(tǒng)CPS-PWM方法下，上下橋臂對(duì)應(yīng)子模塊的三角載波相同，相單元投入的子模塊數(shù)量之和為N，輸出N+1電平。為了將輸出電壓擴(kuò)展至2N+1電平，可將上下橋臂對(duì)應(yīng)子模塊的三角載波偏移半個(gè)周期，此時(shí)相單元投入子模塊數(shù)變化，大幅增加換流器的循環(huán)電流和運(yùn)行損耗[21]。為了提高輸出電壓的波形質(zhì)量，三角載波的運(yùn)行頻率較高，導(dǎo)致?lián)Q流器的運(yùn)行損耗增加。此外，電容電壓均衡則是通過(guò)在參考波上注入均衡信號(hào)，增加了控制系統(tǒng)的復(fù)雜度，降低了輸出波形質(zhì)量。

2 電平多級(jí)倍增MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

2.1 MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

為了提高輸出電平數(shù)量，改善輸出波形質(zhì)量，本文設(shè)計(jì)了LM-MMC拓?fù)?，如圖4所示。LM-MMC拓?fù)渲?，各橋臂由p個(gè)A型子模塊與d個(gè)B型子模塊串聯(lián)組成。A型子模塊為HBSM，電容值為C，電容電壓為Uc，可輸出0或Uc。B型子模塊包括d個(gè)電容，每個(gè)電容值為dC，電容電壓為Uc/d，可輸出0、Uc/d或Uc。當(dāng)d個(gè)B型子模塊配合時(shí)，即可將輸出電壓的電平數(shù)目近似擴(kuò)大d倍。

圖4 電平多級(jí)倍增MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.4 Topology of LM-MMC

在本文所提LM-MMC中，通過(guò)引入B型子模塊輸出非整數(shù)電平，增加輸出電平數(shù)。當(dāng)橋臂單元輸出電平為Uc的整數(shù)倍時(shí)，此時(shí)不需要輸出非整數(shù)電平，經(jīng)排序后確定A型與B型子模塊工作模式，子模塊輸出電壓為0或Uc；當(dāng)橋臂單元輸出電平為Uc的非整數(shù)倍時(shí)，此時(shí)需要輸出非整數(shù)電平，因此優(yōu)先確定B型子模塊以提供非整數(shù)電平，將剩余子模塊經(jīng)排序后確定工作模式，子模塊輸出電壓為0或Uc。

2.2 B型子模塊的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

根據(jù)上述分析可知，B型子模塊提供非整數(shù)電平實(shí)現(xiàn)交流輸出電平倍增，改善波形質(zhì)量。為了減小B型子模塊內(nèi)部電容之間的電壓偏差，電容的工作狀態(tài)相同，子模塊輸出電壓為0、Uc/d、Uc。由d個(gè)電壓為Uc/d的電容旁路輸出0，并聯(lián)輸出Uc/d，串聯(lián)輸出Uc，電容電壓偏差較小，并聯(lián)輸出時(shí)所產(chǎn)生的暫態(tài)電流得以降低。由于B型子模塊需要具備并聯(lián)輸出能力，通過(guò)查閱文獻(xiàn)發(fā)現(xiàn)，可采用雙半橋子模塊(double half bridge submodule，D-HBSM)構(gòu)成[22]。當(dāng)d為2時(shí)，一個(gè)D-HBSM即可構(gòu)成B型子模塊，如圖5所示；當(dāng)d為3時(shí)，則需要2個(gè)D-HBSM以并聯(lián)方式構(gòu)成B型子模塊，如圖6所示。

圖5 B型子模塊的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作模式(d=2)Fig.5 Topology and working model of B-SM(d=2)

圖5(a)為d取2時(shí)B型子模塊的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，圖5(b)為B型子模塊的工作模式。分析圖5(a)可知，D-HBSM可由全橋電路改進(jìn)而來(lái)，而全橋電路的實(shí)際應(yīng)用已經(jīng)相對(duì)成熟，因此B型子模塊的應(yīng)用難度降低。為了簡(jiǎn)化電路，采用帶箭頭的線表示開(kāi)關(guān)器件，其中紅色箭頭代表該器件開(kāi)通，此時(shí)可以流過(guò)電流；黑色箭頭代表該器件關(guān)斷，此時(shí)不能流過(guò)電流，圖6(b)也采用類似表示方法。對(duì)于B型子模塊而言，在旁路模式下，子模塊內(nèi)2個(gè)電容被切除，B型子模塊輸出電壓為0；在串聯(lián)模式下，子模塊內(nèi)2個(gè)電容串聯(lián)連接，B型子模塊輸出電壓為Uc；在并聯(lián)模式下，子模塊內(nèi)2個(gè)電容并聯(lián)連接，B型子模塊輸出電壓為0.5Uc。B型子模塊中各電容值為2C，并聯(lián)時(shí)B型子模塊的等效電容為4C，而串聯(lián)模式下的等效電容仍為C。

圖6 B型子模塊的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作模式(d=3)Fig.6 Topology and working model of B-SM(d=3)

在LM-MMC中，A型子模塊功率器件的耐受電壓和通流能力分別為Uc和iarm。根據(jù)圖5(b)可以看出，正常工作時(shí)B型子模塊內(nèi)部2條電流通路共同分擔(dān)橋臂電流iarm，功率器件的耐受電壓和通流能力分別為0.5Uc和0.5iarm，其性能指標(biāo)要求僅為A型子模塊功率器件的一半。通過(guò)查閱器件手冊(cè)可知，耐受電壓和通流能力分別為0.5Uc和0.5iarm的器件成本遠(yuǎn)低于耐受電壓和通流能力分別為Uc和iarm的器件，因此B型子模塊的器件成本不會(huì)大幅增加[23]。

當(dāng)d取2時(shí)，相鄰整數(shù)電平之間增加了0.5Uc電平，理論上僅需要1個(gè)B型子模塊即可將輸出電平數(shù)目近似擴(kuò)大2倍。然而，只配置1個(gè)B型子模塊則無(wú)法通過(guò)輪換均衡電容電壓，因此d取2時(shí)，LM-MMC各橋臂至少需要配置2個(gè)B型子模塊。

圖6(a)為d取3時(shí)B型子模塊的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，可由2個(gè)D-HBSM構(gòu)成，其工作模式如圖6(b)所示。圖6(b)包括并聯(lián)、串聯(lián)和旁路3種模式，在旁路模式下，子模塊內(nèi)3個(gè)電容被切除，B型子模塊輸出電壓為0；在串聯(lián)模式下，子模塊內(nèi)3個(gè)電容串聯(lián)連接，B型子模塊輸出電壓為Uc；在并聯(lián)模式下子模塊內(nèi)3個(gè)電容并聯(lián)連接，B型子模塊輸出電壓為0.33Uc，如果相單元非整數(shù)電平為0.66Uc，則由2個(gè)B型子模塊同時(shí)并聯(lián)輸出非整數(shù)電平。B型子模塊中電容值為3C，并聯(lián)時(shí)子模塊的等效電容為6C，串聯(lián)時(shí)等效電容仍為C。當(dāng)d取3時(shí)，相鄰整數(shù)電平之間增加了0.33Uc和0.66Uc電平，如果采用輪換均衡電容電壓，橋臂單元至少需要配置3個(gè)B型子模塊。

對(duì)比圖5(a)和圖6(a)可知，每個(gè)B型子模塊包含d-1個(gè)D-HBSM，因此B型子模塊的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)隨著d的增加而復(fù)雜。此外，隨著d的增加，橋臂中需要配置的B型子模塊數(shù)也增加，因此d取2或3較為合適。

當(dāng)不考慮子模塊的電能損耗時(shí)，電容電壓的變化量由橋臂電流決定，A和B型子模塊輸出電壓為Uc時(shí)的電容電壓變化量ΔUc_s為：

(2)

式中：C為電容值；ic(t)為電容電流；Ts為充放電周期。

B型子模塊輸出電壓為Uc/d時(shí)的等效電容為d2C，等效電容電壓變化量ΔUc_p為：

(3)

因此，B型子模塊總的電容電壓變化量為dΔUc_p，即ΔUc_s/d，小于輸出電壓為Uc的子模塊，因此所有投入電路的子模塊電容電壓變化量不同。

由于電容之間存在容差，流過(guò)相同電流時(shí)B型子模塊內(nèi)電容電壓不同，并聯(lián)輸出時(shí)便會(huì)產(chǎn)生沖擊電流。針對(duì)該問(wèn)題，可在D-HBSM內(nèi)引入緩沖電感L1和L2構(gòu)成RLC電路，如圖7所示。在緩沖電感的限流下，沖擊電流大幅衰減，由于緩沖電感遠(yuǎn)小于橋臂電感，因此不會(huì)影響換流器的正常運(yùn)行。

圖7 沖擊電流抑制策略Fig.7 Inrush current suppression strategy

3 電平多級(jí)倍增調(diào)制策略

3.1 調(diào)制原理

在傳統(tǒng)MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，通過(guò)引入B型子模塊提供非整數(shù)電平，本文提出了一種電平多級(jí)倍增調(diào)制策略。以p=1、d=2為例，所提調(diào)制策略的原理如圖8所示。此時(shí)階梯電平的高度為Uc/2，Usm1為A型子模塊的輸出電壓，Usm2和Usm3為B型子模塊的輸出電壓。

圖8 電平多級(jí)倍增調(diào)制原理Fig.8 Principle of LMM

圖8中，在A類排序區(qū)間輸出整數(shù)電平，此時(shí)Upj=2Uc，經(jīng)排序后Usm1輸出值為Uc，Usm2旁路輸出值為0，Usm3串聯(lián)輸出值為Uc；在B類排序區(qū)間輸出非整數(shù)電平，此時(shí)Upj=2.5Uc，經(jīng)排序后Usm1輸出值為Uc，Usm2串聯(lián)輸出值為Uc，Usm3并聯(lián)輸出值為0.5Uc。

在電平多級(jí)倍增調(diào)制策略下，上下橋臂需要輸出電平數(shù)Npj和Nnj分別為：

(4)

式中：round(·)為四舍五入取整函數(shù)。

以上橋臂為例，輸出整數(shù)電平Npj_i為：

Npj_i=round(Npj)

(5)

非整數(shù)電平Npj_n為：

Npj_n=Npj-Npj_i

(6)

上橋臂投入子模塊數(shù)Npj_in為：

Npj_in=Npj_i+dNpj_n

(7)

在LM-MMC中，輸出電平數(shù)No與A、B型子模塊的個(gè)數(shù)p、d的關(guān)系為：

No=d(p+2)+1

(8)

當(dāng)橋臂單元輸出電壓為Uc(p+2-1/d)時(shí)，橋臂中p+1個(gè)子模塊輸出電壓為Uc，d-1個(gè)子模塊輸出電壓為Uc/d，橋臂中所有子模塊均投入。當(dāng)橋臂單元輸出電壓為Uc(p+2)時(shí)，橋臂中有p+2個(gè)子模塊輸出電壓為Uc，此時(shí)橋臂中有d-2個(gè)子模塊處于旁路狀態(tài)，當(dāng)d為2時(shí)，所有B型子模塊都能夠得到充分利用。

3.2 子模塊工作模式流程

根據(jù)3.1節(jié)分析，B型子模塊內(nèi)各電容的工作狀態(tài)相同，因此電容之間的電壓偏差較小，B型子模塊內(nèi)各電容電壓之和可以精確反映任意電容電壓，可將B型子模塊隨A型子模塊共同參與排序，通過(guò)子模塊輪換實(shí)現(xiàn)電容電壓均衡。以p=4、d=2為例，所設(shè)計(jì)方法原理如圖9所示，A和B類排序區(qū)間分別代表輸出整數(shù)和非整數(shù)電平。在A類排序區(qū)間，不需要輸出非整數(shù)電平，經(jīng)排序后確定子模塊的工作模式；在B類排序區(qū)間，需要輸出非整數(shù)電平，因此優(yōu)先確定B型子模塊的工作模式以提供非整數(shù)電平，然后再確定剩余子模塊的工作模式。

圖9 電容電壓排序原理Fig.9 Principle of capacitor voltage ranking

在所提電平倍增調(diào)制策略下，各子模塊工作模式的確定流程如圖10所示。當(dāng)橋臂輸出電平變化時(shí)輪換子模塊，然后根據(jù)橋臂電流選擇合適的子模塊投入，均衡電容電壓。首先分析上橋臂電流Ipj>0的情況，當(dāng)輸出整數(shù)電平時(shí)，優(yōu)先投入A型和B型子模塊中電壓低的Npj_i個(gè)子模塊，輸出電容電壓為Uc，其余子模塊處于切除模式；當(dāng)輸出非整數(shù)電平時(shí)，首先投入Npj_n個(gè)電壓低的B型子模塊，并聯(lián)輸出電容電壓為Uc/d，然后將剩余的B型子模塊和A型子模塊重新排序，投入電壓低的Npj_i個(gè)子模塊，其余子模塊處于切除狀態(tài)。類似地，可分析Ipj<0時(shí)子模塊的工作模式，此處不再贅述。

圖10 工作模式確定流程Fig.10 Process of working mode determination

4 仿真驗(yàn)證與分析

本文在Matlab/Simulink平臺(tái)中搭建仿真模型，驗(yàn)證所提LMM策略應(yīng)用于LM-MMC拓?fù)涞倪\(yùn)行性能，并與NLM、CPS-PWM以及ELM[17]策略進(jìn)行對(duì)比，仿真模型和參數(shù)分別如圖11和表1所示。交流電壓電平數(shù)目均為25，LM-MMC橋臂的A型和B型子模塊數(shù)分別為10和2；傳統(tǒng)MMC換流器的橋臂子模塊數(shù)為12，并且采用文獻(xiàn)[21]所提方法將NLM和CPS-PWM策略擴(kuò)展至25電平，而ELM仍輸出13電平，其中CPS-PWM的載波頻率為500 Hz。采用文獻(xiàn)[24]所示的分析方法計(jì)算4種調(diào)制策略的運(yùn)行損耗。

圖11 仿真模型Fig.11 Simulation model

表1 仿真參數(shù)Table 1 Simulation parameters

4.1 調(diào)制策略對(duì)比

圖12所示為適用于傳統(tǒng)MMC的典型調(diào)制策略以及適用于LM-MMC的LMM調(diào)制策略的仿真結(jié)果。根據(jù)輸出電壓的波形和諧波畸變度可知，CPS-PWM在參考電壓上疊加電壓均衡信號(hào)，導(dǎo)致輸出電壓波形產(chǎn)生明顯畸變。由于NLM和LMM的電壓包括25個(gè)電平，而ELM只包含13個(gè)電平，因此ELM交流電壓的低次諧波畸變度較高，而NLM的循環(huán)電流高于LMM，導(dǎo)致NLM的電壓諧波含量也略微高于LMM。分析循環(huán)電流Icir的波形可知，NLM和CPS-PWM包含25個(gè)電平，其相單元輸出電平數(shù)量變化，且CPS-PWM采用的復(fù)雜控制方法會(huì)大幅增加循環(huán)電流。而LMM和ELM的相單元投入子模塊數(shù)量恒定，因此循環(huán)電流中的倍頻含量明顯低于NLM和CPS-PWM。對(duì)比子模塊電容電壓可知，NLM、ELM和LLM依靠排序算法實(shí)現(xiàn)電壓均衡，電容電壓波動(dòng)趨勢(shì)較為一致，而CPS-PWM依賴復(fù)雜的控制算法均衡電容電壓，電容電壓均衡程度較高，但是也會(huì)增加控制系統(tǒng)的負(fù)擔(dān)。

圖12 四種調(diào)制策略的仿真結(jié)果對(duì)比Fig.12 Simulation results comparison of four modulation strategies

4.2 運(yùn)行損耗對(duì)比

圖13為4種調(diào)制策略的功率損耗對(duì)比結(jié)果。根據(jù)圖13可知，當(dāng)輸出電平倍增時(shí)，CPS-PWM和NLM的循環(huán)電流大于LMM，這導(dǎo)致CPS-PWM和NLM的通態(tài)損耗均較高；由于CPS-PWM的開(kāi)關(guān)頻率較高，開(kāi)關(guān)損耗也最高；而ELM中引入了方波脈沖，開(kāi)關(guān)損耗也高于LMM，因此，LMM的運(yùn)行損耗也最低，ELM則略微高于NLM，CPS-PWM最高。

圖13 四種調(diào)制策略的運(yùn)行損耗Fig.13 Power loss of four modulation strategies

4.3 d=3的運(yùn)行特性

如圖12(d)所示，當(dāng)p=10，d=2時(shí)LM-MMC的交流電壓近似倍增，相鄰整數(shù)電平之間只增加了一個(gè)1/2電平。圖14為p=10，d=3時(shí)LM-MMC的交流電壓、交流電流和電容電壓的仿真結(jié)果。當(dāng)d=3時(shí)，交流輸出電壓包含37個(gè)電平，相鄰整數(shù)電平之間增加了1/3電平和2/3電平。對(duì)比圖12(d)和圖14可知，由于輸出電平數(shù)目的增加，輸出電壓的諧波畸變度進(jìn)一步降低，經(jīng)過(guò)感性負(fù)載濾波后，電流波形質(zhì)量得到進(jìn)一步改善。

圖14 d=3時(shí)的仿真結(jié)果Fig.14 Simulation results when d=3

LM-MMC通過(guò)引入d個(gè)具有非整數(shù)電平輸出能力的B型子模塊，輸出電平近似擴(kuò)展d倍，進(jìn)而大幅提高輸出電壓和電流的波形質(zhì)量。而且LMM策略通過(guò)輪換子模塊的工作模式均衡電容電壓，不需要采用復(fù)雜的電壓均衡控制策略，功率器件的開(kāi)關(guān)頻率和換流站的運(yùn)行損耗大幅減小，換流站正常運(yùn)行時(shí)經(jīng)濟(jì)性較高。雖然B型子模塊所采用功率器件數(shù)目較多，但是功率器件性能指標(biāo)的要求較低，而且B型子模塊數(shù)目較少，因此對(duì)于換流站成本影響較小。此外，B型子模塊所采用的D-HBSM可由全橋電路改進(jìn)而來(lái)，而全橋電路的實(shí)際應(yīng)用已經(jīng)較為成熟，因此B型子模塊的應(yīng)用難度得以降低。綜上所述，當(dāng)本文所提LMM策略應(yīng)用于LM-MMC時(shí)，功率損耗較低，且輸出波形質(zhì)量較高。

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為進(jìn)一步驗(yàn)證所提LM-MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)以及LMM策略的可行性，本文搭建了如圖15所示的LM-MMC物理實(shí)驗(yàn)?zāi)Ｐ?，具體參數(shù)如表2所示。直流電源的交流端口連接交流系統(tǒng)，直流端口連接LM-MMC直流側(cè)，MMC交流側(cè)連接星型感性負(fù)載，LM-MMC中d為2。

表2 實(shí)驗(yàn)參數(shù)Table 2 Experiment parameters

圖15 實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)Fig.15 Experiment system

圖16為所提LM-MMC拓?fù)湟约癓MM策略的物理實(shí)驗(yàn)結(jié)果。圖16(a)給出了橋臂單元4個(gè)子模塊的輸出電壓波形(示波器電壓范圍為-10～40 V)，Usm1和Usm2為A型子模塊輸出電壓，其值為0或Uc；Usm3和Usm4為B型子模塊輸出電壓，其值為0、Uc/2、Uc，任意時(shí)刻最多只有一個(gè)子模塊輸出電壓為Uc/2。圖16(b)所示為MMC交流側(cè)輸出電壓和電流(示波器電壓范圍為-60～60 V，電流范圍為-6～6 A)，由于B型子模塊的并聯(lián)輸出電壓為Uc/2，可將交流電壓擴(kuò)展至9電平，減小了交流電壓的低次諧波，經(jīng)感性負(fù)載的濾波作用，交流電流波形質(zhì)量較高。根據(jù)圖16可知，實(shí)驗(yàn)結(jié)果和上文所述的理論分析以及圖12所示的仿真結(jié)果相吻合，這證明LMM策略及其LM-MMC拓?fù)湓趯?shí)際工程中的可行性。

圖16 實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.16 Experiment results

6 結(jié) 論

本文設(shè)計(jì)了一種適用于中壓直流系統(tǒng)的LM-MMC拓?fù)浼捌銵MM策略，闡述了該拓?fù)浼捌湔{(diào)制策略的運(yùn)行原理，設(shè)計(jì)了基于輪換的電容電壓均衡策略，并且搭建Matlab/Simulink仿真模型和物理實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)驗(yàn)證其可行性，得到以下結(jié)論：

1)采用具備并聯(lián)輸出非整數(shù)電平的B型子模塊，所提LMM的交流電平多級(jí)倍增，減小了電壓諧波畸變，改善了換流器的運(yùn)行性能。

2)在所提LMM策略下，A型子模塊輸出整數(shù)電平，B型子模塊主要輸出非整數(shù)電平，根據(jù)電容電壓排序結(jié)果確定子模塊工作模式，可以有效均衡電容電壓。

3)當(dāng)所提LM-MMC拓?fù)鋺?yīng)用LMM策略時(shí)，上下橋臂輸出電平數(shù)量之和恒定，相單元電壓均衡度較高，循環(huán)電流較低。此外，運(yùn)行損耗低于相同條件下的NLM、ELM、CPS-PWM。

4)本文通過(guò)引入緩沖電感構(gòu)成RLC電路，在電感的限流作用下，沖擊電流被大幅衰減。然而目前實(shí)際工程中缺乏相關(guān)應(yīng)用，其工程可行性有待進(jìn)一步研究。