郭仲杰，盧滬，曹喜濤，劉楠，劉申

（西安理工大學(xué) 自動化與信息工程學(xué)院，陜西 ，西安 710048）

現(xiàn)如今，各類電子產(chǎn)品廣泛應(yīng)用于各種場景，電源管理芯片是電子設(shè)備中的關(guān)鍵器件，其性能優(yōu)劣對電子產(chǎn)品的性能和可靠性有著直接影響[1]. AMOLED顯示器廣泛應(yīng)用于各類便攜式電子設(shè)備中，相比于傳統(tǒng)的液晶顯示器，其擁有更高的圖像質(zhì)量和更低的功耗，AMOLED 顯示屏工作時需要兩個正極和一個負(fù)極供電軌，并且AMOLED 顯示屏的亮度是通過改變負(fù)極供電軌來控制，因此具有結(jié)構(gòu)簡單、輸入電壓范圍寬和可靈活實(shí)現(xiàn)升壓與降壓控制等優(yōu)點(diǎn)的Buck - Boost 型DC - DC 變換器被廣泛應(yīng)用于AMOLED顯示器[2-7]. 在DC - DC 變換器中，輸出電壓的精度是一個十分重要的指標(biāo)，若系統(tǒng)的輸出精度較低，則較大的輸出電壓誤差會對后置電路的正常使用產(chǎn)生一系列的影響[8-10]，因此，需要對其進(jìn)行一定的修調(diào)來保證系統(tǒng)的高精度輸出電壓[11]. 文獻(xiàn)[7 - 8]、文獻(xiàn)[12 - 13]是在電阻反饋網(wǎng)絡(luò)處添加了一組開關(guān)信號，通過控制開關(guān)信號進(jìn)而改變反饋電阻網(wǎng)絡(luò)的反饋系數(shù)來對系統(tǒng)進(jìn)行修調(diào)；YANG 等[10]是通過可變電阻來對運(yùn)算放大器的輸入端進(jìn)行修調(diào). 傳統(tǒng)的修調(diào)方法工作原理簡單且電路結(jié)構(gòu)易實(shí)現(xiàn)，適用于特定輸出電壓下的反饋電阻修調(diào)，無法保證配置不同輸出電壓時的精度.

基于以上分析，本文提出了一種采用動態(tài)修調(diào)誤差放大器電流控制的高精度Buck - Boost 轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)方法，通過兩路下拉電流，利用4 個控制信號控制下拉電流的數(shù)值進(jìn)而解決系統(tǒng)輸出精度的問題.

1 傳統(tǒng)的電阻修調(diào)方案

傳統(tǒng)的改善系統(tǒng)輸出精度的方法是通過改變反饋電阻網(wǎng)絡(luò)的反饋系數(shù)來對系統(tǒng)進(jìn)行修調(diào)[14]，如圖1所示.

圖1 電阻反饋網(wǎng)絡(luò)Fig. 1 Resistance feedback network

在電阻反饋網(wǎng)絡(luò)中，通過控制開關(guān)S1～Sn的導(dǎo)通或者關(guān)斷來修改反饋系數(shù)的大小，進(jìn)而對輸出電壓進(jìn)行修調(diào).

假定初始狀態(tài)下為S1導(dǎo)通，此時反饋電壓VFB與系統(tǒng)輸出電壓VOUT的關(guān)系式為

修調(diào)原理為當(dāng)系統(tǒng)由于電源電壓、噪聲、負(fù)載電流以及占空比等影響存在輸出電壓誤差時，初始狀態(tài)的反饋系數(shù)無法滿足反饋電壓VFB與基準(zhǔn)電壓VREF的相等.

以上推導(dǎo)是基于系統(tǒng)的特定輸出電壓進(jìn)行的，當(dāng)系統(tǒng)如需配置不同的輸出電壓時，改變電阻反饋網(wǎng)絡(luò)的反饋系數(shù)來對系統(tǒng)輸出電壓進(jìn)行修調(diào)的方法便會產(chǎn)生問題. 初始狀態(tài)下，當(dāng)系統(tǒng)需要配置一個新的輸出電壓VOUT3時，此時的反饋電壓為VFB3.

公式（4）中，K為配置新電壓時的反饋系數(shù)，這個K值通過S1～Sn開關(guān)的導(dǎo)通或關(guān)斷進(jìn)行的修調(diào)可能無法保證VFB3與VREF相等，此時的輸出電壓精度就無法保證，因此這種針對某一特定輸出電壓進(jìn)行的反饋系數(shù)修調(diào)方法有很大的局限性.

2 動態(tài)修調(diào)誤差放大器設(shè)計(jì)

針對傳統(tǒng)的電阻修調(diào)方案的缺點(diǎn)，設(shè)計(jì)了一種動態(tài)修調(diào)誤差放大器，如圖2 所示. 電路整體采用折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)，其中M1～M4為相同的PMOS 管作為輸入級. 電路設(shè)計(jì)核心在于輸入級的下方添加了兩路修調(diào)電流，這里通過A、B、C 三路信號來控制修調(diào)電流的大小，D 信號則是選擇修調(diào)電流影響的支路，修調(diào)電流的最小單位為75 nA.

圖2 動態(tài)修調(diào)誤差放大器Fig. 2 Dynamically tirmming error amplifier

三位電流源對失調(diào)電壓進(jìn)行的修調(diào)可表示為式（5）和式（6）.

式中：gm表示M1管和M2管并聯(lián)的等效跨導(dǎo)；ro表示M1管和M2管并聯(lián)的等效阻抗.

修調(diào)電流的大小與A、B、C 三路信號的關(guān)系如表1 所示，其中IX為理想情況下的修調(diào)電流大小，IX′為實(shí)際仿真的電流大小. 工作狀態(tài)下由于溝道長度調(diào)制效應(yīng)，M32～M35組成的電流鏡存在失配，并且隨著MOS 管寬長比的增大而增大；同時，M27～M31導(dǎo)通時存在的壓降VDS也會影響M32～M35管的VDS，從而影響電流鏡復(fù)制過來的電流大小，因此實(shí)際的修調(diào)電流大小與預(yù)設(shè)值存在微小的誤差，該誤差對失調(diào)的影響很小，并且該誤差屬于系統(tǒng)誤差，可以在修調(diào)時與失調(diào)統(tǒng)一綜合考慮.

表1 修調(diào)電流大小與A、B、C 三路信號的關(guān)系Tab. 1 The relationship between the tirmming current and A,B and C signals

圖3 所示為Buck - Boost 系統(tǒng)的峰值電流控制模式的環(huán)路結(jié)構(gòu)圖，峰值電流控制模式的具體工作原理為，電流采樣電路V1將電感充電電流在主開關(guān)管M1產(chǎn)生的壓降轉(zhuǎn)換成電流，再經(jīng)過電阻R3形成采樣電壓轉(zhuǎn)換成的電壓信號代替電壓控制模式中的壓控制模式中的三角波信號與控制電壓信號VC相比較，輸出VPWM，VPWM與OSC 信號輸入LOGIC 中，控制環(huán)路占空比，維持輸出電壓穩(wěn)定.

圖3 峰值電流控制模式結(jié)構(gòu)圖Fig. 3 Structure diagram of peak current control

若當(dāng)輸入電壓VIN上升時，M1管上的壓降增大，通過V1電路，采樣電流增大，采樣電壓也隨之增大，在輸入電壓上升時，此時VOUT保持上一穩(wěn)定狀態(tài)還未發(fā)生變化，故輸出的VPWM更快發(fā)生翻轉(zhuǎn)，在通過PWM 與LOGIC 關(guān)閉開關(guān)管M1，使占空比減小，重新穩(wěn)定輸出電壓. 其中VOUT和VFB的關(guān)系式見式（8）.

因此，在快慢車組合運(yùn)營模式下，快車不停站所節(jié)約的總時間按1 min取值，并以此作為快慢車系統(tǒng)能力損失的研究前提。

修調(diào)電流的工作原理為：由于電源電壓、噪聲、負(fù)載電流以及占空比等影響，當(dāng)輸出電壓紋波較大時，通過電壓反饋回路得到的反饋電壓VFB與數(shù)字編程模塊的VCT信號產(chǎn)生一個較大的失調(diào)電壓VOS，導(dǎo)致輸入對管柵極電壓發(fā)生改變，與預(yù)設(shè)值發(fā)生了偏離，由VCT變?yōu)椋╒CT+VOS），導(dǎo)致支路中的電流發(fā)生了相應(yīng)的變化，其中，ID1為初始狀態(tài)，ID2為存在失調(diào)電壓后的支路電流.

為提高輸出電壓精度，可通過改變設(shè)計(jì)的兩路下拉電流來進(jìn)行修調(diào). 當(dāng)VFB＞VCT時，由于折疊式共源共柵是P 管差分對輸入，此時VFB端的柵極驅(qū)動能力減小，此時通過對VCT端增加一路下拉電流，即為修調(diào)電流，可以將因失調(diào)產(chǎn)生的電流差 ΔIOS流入GND，令對管輸入到折疊式共源共柵負(fù)載的電流相等，使得VC點(diǎn)的電平還原到初始狀態(tài)，從而消除了VC改變帶來的系統(tǒng)精度影響.

式中：ID3為修調(diào)后的支路電流；IX為修調(diào)電流；VC3為修調(diào)后的誤差放大器的輸出電平.

相比于改變反饋電阻系數(shù)來進(jìn)行修調(diào)，本文設(shè)計(jì)的通過在誤差放大器輸入對管處增加下拉電流進(jìn)行修調(diào)的方法克服了通過電阻修調(diào)僅適用于特定的輸出電壓的缺點(diǎn)，對于系統(tǒng)配置不同的輸出電壓，均可以通過修調(diào)電流對輸出電壓進(jìn)行修調(diào)以提高輸出精度. 當(dāng)配置不同的輸出電壓時，公式（8）中的VOUT發(fā)生了變化，此時VFB相應(yīng)發(fā)生變化，此時只需要修調(diào)VFB端對應(yīng)的修調(diào)電流便可以對輸出電壓進(jìn)行修調(diào).

3 驗(yàn)證結(jié)果與分析

本文基于0.18 μm BCD 工藝對所提出的電路進(jìn)行了物理版圖設(shè)計(jì)與全面仿真驗(yàn)證，圖4 所示為芯片的實(shí)際物理照片.

圖4 芯片版圖照片F(xiàn)ig. 4 Chip layout photo

整體芯片的面積為1 107 μm×715 μm，其中動態(tài)修調(diào)誤差放大器的版圖面積為143 μm×163 μm.

為驗(yàn)證本文所提出的方案的可行性與創(chuàng)新性，論文基于面向工程的全方位驗(yàn)證流程，重點(diǎn)對輸出電壓精度進(jìn)行了詳細(xì)的測試驗(yàn)證. 相關(guān)參數(shù)為：

首先需要對環(huán)路穩(wěn)定性進(jìn)行驗(yàn)證，如圖5 所示為環(huán)路穩(wěn)定性的PVT 驗(yàn)證圖. PVT 參數(shù)為：電源電壓為2.9 ～4.5 V，溫度t為-40～85 ℃. 驗(yàn)證結(jié)果顯示，相位裕度最大值為77.6 °，最小值為43.9 °；增益范圍為81.86 ～85.06 dB. 其中典型條件下，即tt 工藝角，電源電壓為3.7 V，溫度t為27 ℃，誤差放大器增益為83.478 dB、單位增益帶寬為35.52 MHz、相位裕度為60.5 °.

圖5 環(huán)路PVT 仿真結(jié)果Fig. 5 Simulation results of loop PVT

圖6 Buck-Boost 系統(tǒng)整體驗(yàn)證波形Fig. 6 Overall simulation waveform of Buck-Boost system

修調(diào)電流對輸出電壓誤差影響的驗(yàn)證方法如下：選定系統(tǒng)的誤差最大值，根據(jù)環(huán)路的反饋回路得到VFB的值：VOUT=-3.96 V 時，VFB=406.154 mV ；VOUT=-4.04 V時，VFB=393.846 mV，此時VFB與VCT的差值即為整體環(huán)路的失調(diào)電壓VOS. 將這個VOS添加到輸入對管之間[11]，如圖7 所示，此時選擇相應(yīng)的修調(diào)支路與大小，檢測VOUT的電平值，給出最佳的修調(diào)方案.

圖7 失調(diào)電壓添加方法Fig. 7 Method of adding offset voltage

對于±40 mV 的輸出電壓誤差，通過改變A、B、C 三路的修調(diào)信號以驗(yàn)證不同大小的修調(diào)電流對輸出電壓的影響，驗(yàn)證結(jié)果如圖8 所示，通過375 nA 的修調(diào)電流可以使將輸出電壓誤差降低至±1.83 mV，并且輸出電壓精度提高至0.045 7 %.

圖8 修調(diào)電流大小與輸出電壓誤差的關(guān)系Fig. 8 The relationship between trimming current and output voltage error

圖9 所示為針對輸出電壓存在40 mV 的誤差時，修調(diào)前后系統(tǒng)的輸出電壓、開關(guān)管柵極電壓和電感電流的驗(yàn)證結(jié)果. 驗(yàn)證過程為在2 ms 時給輸入對管之間加上一個-6.154 mV 失調(diào)電壓，在2.5 ms 時，添加大小為0.375 μA 的修調(diào)電流對其進(jìn)行修調(diào).

圖9 修調(diào)前后系統(tǒng)輸出對比圖Fig. 9 Comparison of system output before and after trimming

根據(jù)驗(yàn)證結(jié)果可以得出，在添加失調(diào)電壓VOS后，系統(tǒng)的占空比發(fā)生了變化，從而導(dǎo)致輸出電壓改變，與初始值相比存在一個較大的誤差. 而加上修調(diào)電流后，系統(tǒng)的輸出電壓誤差從40 mV 被修調(diào)至1.8 mV，修調(diào)電流對系統(tǒng)的輸出電壓誤差有良好的修調(diào)作用.

圖10 所示為典型條件下通過控制A、B、C 三路的修調(diào)信號驗(yàn)證修調(diào)電流對輸出電壓的影響. 結(jié)果表明，當(dāng)輸出電壓由于電源電壓、噪聲、負(fù)載電流以及占空比等影響產(chǎn)生10～60 mV 的誤差時，通過相應(yīng)的修調(diào)電流均可以將輸出電壓誤差降低至4 mV以內(nèi). 同時，隨著修調(diào)電流的增大，誤差放大器輸入對管的失調(diào)電壓調(diào)制范圍也隨之增大，修調(diào)的線性度良好.

圖10 修調(diào)前后輸出電壓誤差對比圖Fig. 10 Comparison of output voltage error before and after trimming

在滿足系統(tǒng)誤差為5 mV 的條件下，滿修調(diào)時可修調(diào)的最大誤差為62.83 mV. 因此，在系統(tǒng)誤差精度為0.125%的條件下，修調(diào)的輸出電的誤差范圍為≤±62.83 mV.

分別在tt、ff、ss 工藝角，電源電壓為2.9～4.5 V，溫度為-40～85℃范圍下驗(yàn)證PVT 對40 mV 誤差修調(diào)精度的影響，驗(yàn)證結(jié)果如圖11 所示，X、Y軸分別為電源電壓和溫度，Z軸為輸出電壓的誤差，不同顏色分別表示不同的工藝角. 驗(yàn)證結(jié)果表明，典型條件下，系統(tǒng)存在40 mV 的輸出電壓誤差時可以通過動態(tài)可修調(diào)誤差放大器降低到1.72 mV 的最小輸出電壓誤差.

圖11 輸出電壓誤差受PVT 影響示意圖Fig. 11 Schematic diagram of output voltage error affected by PVT

通過對比發(fā)現(xiàn)，修調(diào)后的最大輸出電壓誤差是在ff 工藝角，溫度為85℃，電源電壓為4.5 V 的仿真環(huán)境下，最大的輸出電壓誤差為3.67 mV，輸出電壓精度為0.091 7 %. 可以看出本文提出的利用動態(tài)修調(diào)誤差放大器來改善系統(tǒng)輸出精度的方法受PVT 影響較小.

表2 列出了本文提出的動態(tài)修調(diào)誤差放大器的修調(diào)結(jié)果與文獻(xiàn)[7]、文獻(xiàn)[9]、文獻(xiàn)[12 - 13]的對比，其中文獻(xiàn)[12 - 13]是修調(diào)對基準(zhǔn)電壓輸出的影響，可見本文設(shè)計(jì)的動態(tài)修調(diào)誤差放大器對輸出電壓有很好的修調(diào)作用，可以將輸出電壓的誤差精度提高到一個極高的水平.

表2 修調(diào)結(jié)果的對比Tab. 2 The comparison of modification scheme

4 結(jié) 論

本文提出了一種動態(tài)可修調(diào)誤差放大器來改善系統(tǒng)輸出精度的方法，通過在誤差放大器的輸入對管處添加修調(diào)電流實(shí)現(xiàn). 反饋回路對輸出電壓進(jìn)行采樣，數(shù)字邏輯模塊控制修調(diào)開關(guān)管，改變誤差放大器對管的輸入電流來實(shí)現(xiàn)輸出電壓精度的提高. 最后基于0.18 μm BCD 工藝完成了芯片物理版圖設(shè)計(jì)與全面驗(yàn)證，結(jié)果表明修調(diào)電流可以將系統(tǒng)1 %的輸出電壓精度誤差提高到0.045 7 %，并且在滿足系統(tǒng)誤差為5 mV 的條件下可修調(diào)的最大誤差為62.83 mV.極大的改善了系統(tǒng)的輸出電壓精度并且受PVT 影響變化較小，該電路已在一款 Buck - Boost 型轉(zhuǎn)換器中得到了有效應(yīng)用，驗(yàn)證了該設(shè)計(jì)的可行性.