龔泯宇郭世旭*田皓文張建淵

(1.中國(guó)計(jì)量大學(xué)計(jì)量測(cè)試工程學(xué)院，浙江 杭州 310018；2.中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第五十二研究所，浙江 杭州 311100)

聲波是迄今為止傳播水下信息的唯一有效載體[1]。 接收聲波信號(hào)的傳感器稱(chēng)為水聽(tīng)器，它能將水聲信號(hào)轉(zhuǎn)換為便于處理的電信號(hào)，對(duì)研究水下的復(fù)雜環(huán)境、進(jìn)行水下通訊導(dǎo)航、測(cè)量水下目標(biāo)輻射噪聲等方面具有重要作用[2]。

傳統(tǒng)水聽(tīng)器為模擬水聽(tīng)器，這種水聽(tīng)器存在輸出信號(hào)弱、抗干擾能力差、搭建測(cè)量系統(tǒng)繁瑣等問(wèn)題[3-4]。 解決這些問(wèn)題的方法是設(shè)計(jì)一款數(shù)字水聽(tīng)器，它將模擬水聽(tīng)器與采集、傳輸和存儲(chǔ)模塊集成于一體，利用模數(shù)轉(zhuǎn)換器將模擬量轉(zhuǎn)化為數(shù)字量后在線(xiàn)纜上傳輸，這種集成化的設(shè)計(jì)極大地縮短了模擬信號(hào)的傳輸路徑，降低了水聽(tīng)器的帶內(nèi)噪聲，提高了抗干擾能力，且輸出的數(shù)字量具有易處理和存儲(chǔ)的優(yōu)點(diǎn)。 然而隨著減振降噪技術(shù)發(fā)展，水下目標(biāo)輻射噪聲水平迅速下降，為了實(shí)現(xiàn)對(duì)微弱聲信號(hào)的監(jiān)測(cè)，人們對(duì)數(shù)字水聽(tīng)器自噪聲性能提出了更高的要求。

除了關(guān)注水聽(tīng)器的噪聲性能外，靈敏度也是其重要的性能參數(shù)。 作為數(shù)字聽(tīng)器的前端——模擬水聽(tīng)器，由于受材料、制造工藝等因素的影響，其不同頻點(diǎn)上的靈敏度至少有±2 dB 的起伏[5]。 當(dāng)水聽(tīng)器接收的信號(hào)為寬帶信號(hào)時(shí)，這種起伏使得測(cè)量信號(hào)幅值受到影響，而目前少有學(xué)者提出對(duì)靈敏度進(jìn)行修正的方法。

本文以水下微弱聲信號(hào)檢測(cè)為應(yīng)用背景，并針對(duì)目前水聽(tīng)器存在通帶內(nèi)靈敏度起伏較大的問(wèn)題，設(shè)計(jì)了一款新型的集水聲數(shù)據(jù)采集、傳輸、存儲(chǔ)為一體的智能化儀器。 通過(guò)對(duì)關(guān)鍵器件的選型、PCB 合理的布局布線(xiàn)以及電磁兼容性設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)了系統(tǒng)的低噪聲、高采樣精度和高動(dòng)態(tài)范圍。 以低功耗的FPGA 作為邏輯控制芯片實(shí)現(xiàn)了水聲信號(hào)的采集、傳輸和存儲(chǔ)之間時(shí)序控制，并借助FPGA 器件并行處理的優(yōu)勢(shì)和專(zhuān)用的硬件資源，運(yùn)用數(shù)字均衡算法實(shí)現(xiàn)了水聽(tīng)器通帶內(nèi)靈敏度的修正。 根據(jù)千兆以太網(wǎng)的傳輸帶寬，通過(guò)規(guī)劃采集數(shù)據(jù)流動(dòng)路徑以及上行IP 報(bào)文的設(shè)計(jì)，實(shí)現(xiàn)了采集數(shù)據(jù)的實(shí)時(shí)高速上傳。

1 系統(tǒng)硬件設(shè)計(jì)

1.1 總體架構(gòu)設(shè)計(jì)

圖1 所示，數(shù)字水聽(tīng)器由模擬水聽(tīng)器、FPGA 核心板、采集模塊、大容量數(shù)據(jù)存儲(chǔ)模塊、以太網(wǎng)傳輸模塊，以及低噪聲電源系統(tǒng)組成。 本次設(shè)計(jì)中，水聽(tīng)器采用壓電陶瓷材料，由于其輸出阻抗高且輸出信號(hào)微弱，因此常常需要配以前置放大器對(duì)其進(jìn)行阻抗匹配與信號(hào)的初步放大。 初步放大后的信號(hào)再通過(guò)程控放大電路進(jìn)行二次放大，該電路的放大倍數(shù)可由FPGA 控制，依據(jù)輸入信號(hào)的幅值動(dòng)態(tài)調(diào)整其增益，然后輸送給模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)。 本次設(shè)計(jì)中，多通道ADC 只連接一路，剩下的通道可作為拓展備用，可連接溫度與壓力傳感器。 FPGA 作為整個(gè)系統(tǒng)邏輯控制的核心，其具有豐富I/O 資源和并行處理的優(yōu)勢(shì)，易于實(shí)現(xiàn)采集和存儲(chǔ)模塊的拓展與調(diào)控[6]，其主要任務(wù)包括:程控放大器的增益的控制、ADC 寄存器配置和轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)的讀取，并通過(guò)GMII 控制千兆以太網(wǎng)芯片88E1111 實(shí)現(xiàn)對(duì)用戶(hù)指令的響應(yīng)以完成采集數(shù)據(jù)的實(shí)時(shí)上傳和離線(xiàn)存儲(chǔ)。

圖1 數(shù)字水聽(tīng)器總體結(jié)構(gòu)圖

1.2 采集模塊設(shè)計(jì)

采集模塊的硬件結(jié)構(gòu)如圖2 所示，主要由前置放大器、程控放大器、單端轉(zhuǎn)差分電路、模數(shù)轉(zhuǎn)換器構(gòu)成。

圖2 采集模塊硬件結(jié)構(gòu)

根據(jù)弗里斯公式，前置放大器的噪聲性能在降低電路總體噪聲性能中占重要地位，因此需要重點(diǎn)考慮[7-8]。 表1 列舉的前3 種為現(xiàn)有數(shù)字水聽(tīng)器的前置放大器型號(hào)[9-13]，而本設(shè)計(jì)中選用ADA4625 作為前置放大器，其噪聲性能上遠(yuǎn)優(yōu)于其他前置放大器方案，且超高的輸入阻抗，足以與水聽(tīng)器的高輸出阻抗進(jìn)行匹配。

表1 常用低噪聲前置放大器

水聲信號(hào)經(jīng)過(guò)信號(hào)調(diào)理后傳輸給模數(shù)轉(zhuǎn)換器。模數(shù)轉(zhuǎn)換器在整個(gè)數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中占著相對(duì)重要的地位。 在選取ADC 芯片時(shí)，主要關(guān)注的性能參數(shù)有:采樣率、ADC 架構(gòu)、動(dòng)態(tài)范圍、分辨率與功耗等。表2 列舉了5 種ADC 性能指標(biāo)，其中前4 種為現(xiàn)有數(shù)字水聽(tīng)器系統(tǒng)中采用的ADC 芯片[9-13]。 由表2可知，數(shù)字水聽(tīng)器系統(tǒng)中常用的ADC 可分為SAR型和∑-Δ 型，而∑-Δ 型ADC 相比于SAR 型ADC擁有更高的精度和更好的線(xiàn)性特性，因此針對(duì)水聲信號(hào)這類(lèi)微弱信號(hào)，采用24 bit 的∑-Δ 型ADC 可實(shí)現(xiàn)更精確地采樣。

表2 常用數(shù)字水聽(tīng)器ADC 性能對(duì)比

對(duì)于數(shù)字水聽(tīng)器而言，其帶寬由ADC 最高采樣率決定。 本系統(tǒng)中預(yù)采集的水聲信號(hào)最高頻率為50 kHz，根據(jù)Nyquist 采樣定理，ADC 采樣率至少為最高頻率的兩倍，即100 kHz。 此外，考慮到數(shù)字水聽(tīng)器系統(tǒng)功耗問(wèn)題，選取功耗較小的ADC 使系統(tǒng)能長(zhǎng)時(shí)間運(yùn)行。 綜上分析，最終選取了ADI 公司的AD7768 四通道低功耗模數(shù)轉(zhuǎn)換芯片。

AD7768 中各通道都有一個(gè)∑-Δ 調(diào)制器，調(diào)制器對(duì)模擬輸入進(jìn)行過(guò)采樣，這種過(guò)采樣方法將噪聲擴(kuò)展到很寬的頻帶上，然后利用調(diào)制器對(duì)噪聲頻譜進(jìn)行整形，將大部分噪聲能量移出到目標(biāo)頻帶外，最后通過(guò)內(nèi)部的數(shù)字濾波器濾除大部分的帶外噪聲，從而實(shí)現(xiàn)了低噪聲數(shù)據(jù)采集。

1.3 大容量數(shù)據(jù)存儲(chǔ)模塊電路設(shè)計(jì)

數(shù)字水聽(tīng)器除了通過(guò)千兆網(wǎng)協(xié)議將實(shí)時(shí)數(shù)據(jù)上傳至上位機(jī)外，針對(duì)長(zhǎng)時(shí)間無(wú)人監(jiān)守的水聲測(cè)量，設(shè)計(jì)了圖3 所示的大容量存儲(chǔ)模塊以實(shí)現(xiàn)對(duì)ADC 轉(zhuǎn)換后的數(shù)字信息進(jìn)行存儲(chǔ)，其主要由STM32 最小系統(tǒng)、電壓轉(zhuǎn)換電路、RTC 電路和TF 卡組成。 為了占用較少的FPGA 的I/O 資源，同時(shí)保證數(shù)據(jù)的高速傳輸，因此FPGA 與存儲(chǔ)模塊之間的通信采用SPI協(xié)議，并通過(guò)該協(xié)議實(shí)現(xiàn)了對(duì)存儲(chǔ)模塊的校時(shí)和數(shù)據(jù)寫(xiě)入。 本次設(shè)計(jì)的數(shù)字水聽(tīng)器系統(tǒng)的最高采樣率為256 kSPS，即每秒采樣256 000 個(gè)數(shù)據(jù)點(diǎn)，單通道每秒產(chǎn)生的數(shù)據(jù)點(diǎn)大小為0.98 MB，經(jīng)測(cè)試存儲(chǔ)模塊的存儲(chǔ)速率為1.47 MB/s，滿(mǎn)足數(shù)字水聽(tīng)器進(jìn)行數(shù)據(jù)實(shí)時(shí)存儲(chǔ)的需求。

圖3 大容量存儲(chǔ)模塊硬件結(jié)構(gòu)

2 系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)

整個(gè)系統(tǒng)的軟件流程如圖4 所示，系統(tǒng)上電復(fù)位后，F(xiàn)PGA 開(kāi)始對(duì)以太網(wǎng)總線(xiàn)上的信息進(jìn)行連續(xù)判斷。 當(dāng)識(shí)別出上位機(jī)發(fā)送全局使能和ADC 使能指令后，系統(tǒng)開(kāi)始采集信號(hào)，經(jīng)過(guò)數(shù)字均衡處理后緩存到FIFO0 中，待緩存到達(dá)設(shè)定閾值后傳輸至上位機(jī)完成數(shù)據(jù)解析。 當(dāng)上位機(jī)未發(fā)送全局使能和ADC 使能命令時(shí)，以太網(wǎng)則一直處于監(jiān)聽(tīng)狀態(tài)。 若系統(tǒng)處于數(shù)據(jù)采集狀態(tài)并收到上位機(jī)的指令時(shí)，則系統(tǒng)響應(yīng)該指令。

圖4 系統(tǒng)程序流程框圖

2.1 PGA 控制模塊

FPGA 與PGA4311 之間通過(guò)SPI 協(xié)議進(jìn)行數(shù)據(jù)交互，當(dāng)需要改變?nèi)我馔ǖ赖脑鲆鏁r(shí)，將式(1)計(jì)算出的N值寫(xiě)入PGA 配置指令中發(fā)送給FPGA 即可實(shí)現(xiàn)增益的改變。

式中:N為PGA 增益寄存器的8 位二進(jìn)制編碼對(duì)應(yīng)的十進(jìn)制數(shù)，其范圍為1～255。

2.2 ADC 控制模塊

系統(tǒng)上電后，ADC 控制模塊等待全局使能指令。 當(dāng)全局使能后，進(jìn)行AD7768 的默認(rèn)寄存器初始化設(shè)置。 完成初始化設(shè)置后等待上位機(jī)的使能ADC 采集指令。 若ADC 采集過(guò)程中指令校驗(yàn)?zāi)K識(shí)別到修改寄存器指令時(shí)，則中斷采集，待寄存器設(shè)置完成后ADC 繼續(xù)采集。

根據(jù)AD7768 的數(shù)據(jù)手冊(cè)，設(shè)計(jì)了圖5 所示FPGA 讀取ADC 轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)有限狀態(tài)機(jī)。 wait＿drdy＿h(yuǎn)態(tài)為等待高電平，wait＿drdy＿l 態(tài)為等待低電平，r＿data 態(tài)為讀數(shù)據(jù)。 ADC 數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換完成后管腳會(huì)輸出一個(gè)維持28 ns 的高電平，此時(shí)狀態(tài)機(jī)的現(xiàn)態(tài)由wait＿drdy＿h(yuǎn) 變?yōu)閣ait＿drdy＿l，當(dāng)引腳拉低后，這時(shí)現(xiàn)態(tài)由wait＿drdy＿l 變?yōu)閞＿data，F(xiàn)PGA 開(kāi)始接收DOUTx 管腳的數(shù)據(jù)，直到FPGA 接收到各通道32 bit 輸出后，狀態(tài)跳回至wait＿drdy＿h(yuǎn)，等待下一次ADC 數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換完成。

圖5 FPGA 讀取ADC 轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)狀態(tài)轉(zhuǎn)移圖

2.3 數(shù)字均衡算法的實(shí)現(xiàn)

靈敏度是水聽(tīng)器最重要的指標(biāo)之一，影響水聽(tīng)器輸出信號(hào)的幅值。 模擬水聽(tīng)器由于材料和制作工藝的原因，導(dǎo)致工作頻帶內(nèi)不同頻率的靈敏度是不相同的，使得測(cè)量信號(hào)幅值受到影響。 為了盡可能還原真實(shí)的信號(hào)，需要通過(guò)一定的算法修正靈敏度。在音頻領(lǐng)域中，為解決聲信號(hào)通過(guò)音頻設(shè)備傳輸后出現(xiàn)失真問(wèn)題，常常利用數(shù)字均衡器修正不同頻段上音頻設(shè)備產(chǎn)生的失真，以此達(dá)到聲音的高保真還原[14-15]。 音頻領(lǐng)域與水聲領(lǐng)域較為相似，前者為空氣聲，后者為水聲，都是通過(guò)聲傳感器接收聲信號(hào)，在輸出端完成波形還原。 因此預(yù)計(jì)數(shù)字均衡算法也能較好的運(yùn)用于水聽(tīng)器靈敏度修正。

數(shù)字均衡器是利用數(shù)字濾波器對(duì)每一個(gè)頻段進(jìn)行濾波并對(duì)幅頻響應(yīng)修正。 常用的數(shù)字濾波器都會(huì)帶來(lái)相移的問(wèn)題，從而使信號(hào)中各頻率分量的相位關(guān)系發(fā)生改變。 本系統(tǒng)使用的數(shù)字濾波器是零相位濾波器，其能很好的克服相位延遲問(wèn)題。

零相位濾波器的原理是首先對(duì)輸入信號(hào)按順序?yàn)V波，接著把濾波后的序列翻轉(zhuǎn)后再次通過(guò)濾波器，將得到的結(jié)果逆轉(zhuǎn)后輸出，輸出信號(hào)能消除系統(tǒng)帶來(lái)的相位延時(shí)[16-17]。 公式推導(dǎo)如下:

式中:si(n)表示輸入信號(hào)，h(n)為所用數(shù)字濾波器的沖擊響應(yīng)，s1(n)表示輸入信號(hào)經(jīng)過(guò)濾波器后的輸出結(jié)果，s2(n)表示為將通過(guò)濾波器后的輸出序列翻轉(zhuǎn)，s3(n)表示將翻轉(zhuǎn)后的序列再次通過(guò)濾波器，s(n)表示將最后的結(jié)果再次翻轉(zhuǎn)后輸出。 式(2)～式(5)是在時(shí)域條件下推算的，較難發(fā)現(xiàn)相位的修正，需對(duì)其進(jìn)行頻域分析，在頻域條件下能較好的觀察修正結(jié)果。

式中:Sn(ejω)、Si(ejω)和H(ejω)為式(6)～式(9)在頻域下的參量，將式(9)用?！辔槐硎究奢^為顯著地發(fā)現(xiàn)相位延時(shí)被消除，只剩下濾波器的幅值影響，公式如式(10)。

由此可得零相位濾波器的傳遞函數(shù)頻域表示如下，

相應(yīng)地，由式(11)可知零相位濾波器的單位脈沖相應(yīng)序列為，

式中:h(-n)為h(n)的時(shí)間翻轉(zhuǎn)序列。

工程中，實(shí)現(xiàn)h(n)的數(shù)字濾波器有FIR 濾波器和IIR 濾波器兩種[17]。 FIR 濾波器的優(yōu)勢(shì)是設(shè)計(jì)任何幅頻特性時(shí)，可實(shí)現(xiàn)線(xiàn)性相位。 而IIR 濾波器的相頻特性為非線(xiàn)性，但由前述零相位濾波原理可知，零相位濾波器理論上可以完全克服IIR 濾波器的相移問(wèn)題。 另外，IIR 具有優(yōu)良的選頻特性，其幅值精度高于FIR 濾波器，且在相同的設(shè)計(jì)指標(biāo)下，IIR 濾波器的階數(shù)遠(yuǎn)低于FIR 濾波器[18]。 表3 所示為數(shù)字均衡器設(shè)計(jì)中同一個(gè)零相位帶通濾波器分別采用FIR 和IIR 濾波器進(jìn)行設(shè)計(jì)時(shí)其濾波器階數(shù)對(duì)比，可知在相同設(shè)計(jì)指標(biāo)下，IIR 濾波器的階數(shù)均低于FIR 濾波器，因而占用資源少，運(yùn)算效率高。 鑒于IIR 優(yōu)良幅頻特性和零相位濾波器零相移特性，并綜合硬件資源考慮，故選用IIR 濾波器中的橢圓模型實(shí)現(xiàn)零相位濾波器。

表3 利用FIR 與IIR 設(shè)計(jì)零相位濾波器對(duì)比

常見(jiàn)IIR 濾波器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)的實(shí)現(xiàn)有3 種方式，包括直接型、級(jí)聯(lián)型和并聯(lián)型[19]。 實(shí)際應(yīng)用中，利用FPGA 實(shí)現(xiàn)IIR 濾波器時(shí)由于需要考慮有限字長(zhǎng)效應(yīng)，而直接型和級(jí)聯(lián)型結(jié)構(gòu)對(duì)有限字長(zhǎng)效應(yīng)敏感，易導(dǎo)致濾波器出現(xiàn)不穩(wěn)定現(xiàn)象，故并聯(lián)型結(jié)構(gòu)被廣泛應(yīng)用。 并聯(lián)型結(jié)構(gòu)不僅運(yùn)算速度快，且二階子系統(tǒng)的零極點(diǎn)誤差互不影響，同時(shí)對(duì)濾波器系數(shù)的量化誤差敏感度較低。 基于三種結(jié)構(gòu)的對(duì)比，本設(shè)計(jì)選擇并聯(lián)結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)IIR 濾波器。

數(shù)字均衡器算法的編寫(xiě)是建立在零相位濾波器的基礎(chǔ)上，將全頻帶信號(hào)通過(guò)帶通濾波器分成不同通帶寬度的頻段。 若一正弦波輸入數(shù)字均衡器，其會(huì)進(jìn)入對(duì)應(yīng)頻段的濾波器通道，幅值也會(huì)相應(yīng)修正。但水聲信號(hào)一般寬帶信號(hào)，且進(jìn)行數(shù)字水聽(tīng)器靈敏度修正時(shí)，也是對(duì)多個(gè)頻點(diǎn)的靈敏度值進(jìn)行修正。因此，數(shù)字均衡器需要由多個(gè)零相位濾波器組成，對(duì)于修正幅值需在實(shí)際測(cè)量中進(jìn)行修改以達(dá)到目標(biāo)性能[20-21]。

由于數(shù)字均衡算法的運(yùn)算量大，為保證水聲信號(hào)能夠?qū)崟r(shí)上傳，采用圖6 所示的流水線(xiàn)方法在FPGA 中實(shí)現(xiàn)。

圖6 FPGA 實(shí)現(xiàn)數(shù)字均衡算法示意圖

系統(tǒng)開(kāi)始采集后，由于ADC 的數(shù)據(jù)流是連續(xù)不斷的，而數(shù)字均衡處理的速度慢于ADC 數(shù)據(jù)輸出的速度，因此在ADC 數(shù)據(jù)流與數(shù)字均衡處理單元間加了一級(jí)乒乓FIFO 單元，實(shí)現(xiàn)了數(shù)據(jù)的無(wú)縫緩沖與處理。 基于FPGA 并行處理的優(yōu)勢(shì)以及專(zhuān)用的硬件資源如乘法器，易于實(shí)現(xiàn)多個(gè)并行的零相位濾波器對(duì)輸入信號(hào)的處理，通過(guò)對(duì)各濾波器輸出信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償實(shí)現(xiàn)水聽(tīng)器輸出電壓幅值的修正，其中濾波器的濾波系數(shù)由MATLAB 濾波器工具箱FDATOOL 求得。 上述算法的程序流程圖如圖7 所示。

圖7 數(shù)字均衡算法程序流程圖

3 性能測(cè)試

3.1 系統(tǒng)采集精度測(cè)試

利用信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生頻率為1 kHz、峰峰值為200 mV 的正弦波，數(shù)字水聽(tīng)器的采樣率設(shè)置為128 kSPS，PGA 放大倍數(shù)依次設(shè)置為- 30 dB、-20 dB、-10 dB、0 dB、10 dB、20 dB、30 dB，對(duì)該正弦信號(hào)進(jìn)行采樣，表4 所示為采集測(cè)試結(jié)果。

表4 采集與放大功能測(cè)試

由表4 可知，實(shí)際輸出波形的幅值與理論輸出相比誤差小于1%，說(shuō)明在保證不超過(guò)系統(tǒng)量程的范圍內(nèi)，數(shù)字水聽(tīng)器能較好地還原輸入信號(hào)的實(shí)際情況。

3.2 系統(tǒng)自噪聲測(cè)試

本底電噪聲是評(píng)價(jià)數(shù)字水聽(tīng)器性能的重要指標(biāo)，因此需對(duì)其進(jìn)行測(cè)試。 首先，將數(shù)字水聽(tīng)器的輸入端短接至地，PGA 增益依次設(shè)置為-30 dB、0 dB、30 dB，ADC 設(shè)置為不同的工作模式，然后進(jìn)行連續(xù)的采集，得到表5 所示系統(tǒng)在不同工作模式、不同采樣率和增益下的噪聲均方根值。 由表5 可知，同一放大倍數(shù)下，生態(tài)模式噪聲最小，快速模式噪聲最大。 同一工作模式下，增益為30 dB 時(shí)噪聲值最小，而增益為-30 dB 時(shí)噪聲最大。

表5 不同模式下噪聲測(cè)試結(jié)果

在水聲領(lǐng)域，常用動(dòng)態(tài)范圍表征系統(tǒng)可測(cè)到的最大值和最小值范圍，本文設(shè)計(jì)的數(shù)字水聽(tīng)器可測(cè)信號(hào)范圍為±4.096 V，當(dāng)增益為30 dB，系統(tǒng)采樣率為128 kSPS 時(shí)，由式(11)可得其動(dòng)態(tài)范圍可達(dá)118 dB。

表6 所示為本文系統(tǒng)與同類(lèi)系統(tǒng)的性能對(duì)比，由表可知本系統(tǒng)的測(cè)量帶寬、動(dòng)態(tài)范圍方面優(yōu)于其他系統(tǒng)，且相比于目前NI 公司的商用聲學(xué)采集設(shè)備(USB-4431)具有成本低的特點(diǎn)。

表6 本系統(tǒng)與同類(lèi)數(shù)字水聽(tīng)器性能對(duì)比

圖8 所示為數(shù)字水聽(tīng)器噪聲性測(cè)試系統(tǒng)，主要由抽氣泵、真空球、減震墊、數(shù)字水聽(tīng)器和頻譜分析儀構(gòu)成，其中真空球可以減少空氣中噪聲的干擾，減震墊能降低地面帶來(lái)的震動(dòng)。 通過(guò)該裝置，可實(shí)現(xiàn)對(duì)數(shù)字水聽(tīng)器帶內(nèi)噪聲的準(zhǔn)確測(cè)量。

圖8 數(shù)字水聽(tīng)器噪聲測(cè)試系統(tǒng)

對(duì)于水聽(tīng)器而言，其噪聲性能通常需要與海洋環(huán)境噪聲相比，只有測(cè)得水聽(tīng)器的等效噪聲譜級(jí)優(yōu)于海洋環(huán)境噪聲譜級(jí)，才能用于水下實(shí)驗(yàn)，因此必須對(duì)水聽(tīng)器的噪聲譜進(jìn)行分析。 在幾百赫茲至幾十赫茲頻帶內(nèi)，風(fēng)關(guān)噪聲是噪聲譜主要的噪聲源，其中最著名的是Knudson 譜[22]，它是以海況或風(fēng)力作為參數(shù)繪制的海洋環(huán)境噪聲譜。 水聽(tīng)器的等效噪聲聲壓可通過(guò)式(12)計(jì)算，

式中:LU為帶寬內(nèi)由頻譜分析儀測(cè)得的噪聲電壓，Meff為該頻率處測(cè)得的水聽(tīng)器靈敏度。 由于系統(tǒng)在生態(tài)模式下工作頻段受限，而快速模式下噪聲偏大，因此本次測(cè)試將數(shù)字水聽(tīng)器的工作模式設(shè)置為中速模式，PGA 放大倍數(shù)為30 dB，將測(cè)試結(jié)果與1 級(jí)海況比較，圖9 所示為測(cè)試結(jié)果。

圖9 噪聲譜級(jí)對(duì)比圖

由圖9 可知，在0 Hz～100 Hz 范圍內(nèi)，數(shù)字水聽(tīng)器噪聲譜級(jí)明顯高于一級(jí)海況，可能由于噪聲測(cè)試系統(tǒng)的隔振不徹底引起，但在100 Hz 以上，水聽(tīng)器的噪聲譜級(jí)要優(yōu)于一級(jí)海況，最大處可達(dá)10 dB。

3.3 數(shù)字水聽(tīng)器靈敏度測(cè)試

圖10 所示為采用自由場(chǎng)比較法在消聲水池測(cè)量數(shù)字水聽(tīng)器的接收靈敏度示意圖，控制行走機(jī)構(gòu)使發(fā)射小球換能器與數(shù)字水聽(tīng)器移動(dòng)至水下1.5 m處，水平相距0.5 m 的位置，標(biāo)準(zhǔn)水聽(tīng)器開(kāi)路電壓的測(cè)量方法亦同。 通過(guò)信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生單脈沖為正弦波，峰峰值為500 mV，脈沖周期為100 ms 的脈沖波。 根據(jù)式(13)可以計(jì)算水聽(tīng)器的靈敏度。

圖10 靈敏度測(cè)量系統(tǒng)

式中:Ms為標(biāo)準(zhǔn)水聽(tīng)器的靈敏度，ex為數(shù)字水聽(tīng)器輸出的電壓信號(hào)，es為標(biāo)準(zhǔn)水聽(tīng)器的開(kāi)路電壓。

本次測(cè)量的靈敏度范圍為1.6 kHz～50 kHz，以1/3 倍程取頻點(diǎn)，測(cè)量結(jié)果如表7 所示。

表7 原始靈敏度

表7 中第5 列為根據(jù)式(13)計(jì)算出的未修正的數(shù)字水聽(tīng)器靈敏度值。 圖11 為根據(jù)未修正值繪制出的數(shù)字水聽(tīng)器原始靈敏度曲線(xiàn)。

圖11 數(shù)字水聽(tīng)器原始靈敏度曲線(xiàn)

為使靈敏度曲線(xiàn)平滑，需對(duì)修正常量進(jìn)行計(jì)算，現(xiàn)以靈敏度值-191.5 dB 為基準(zhǔn)，對(duì)各頻點(diǎn)的理論修正值進(jìn)行計(jì)算，結(jié)果如表8 所示。

表8 各頻點(diǎn)理論修正值

因數(shù)字均衡器使用的是零相位濾波器，所以在波形幅值修正上存在衰減率的影響，無(wú)法真正實(shí)現(xiàn)各頻段濾波器互不影響以及實(shí)現(xiàn)真正的單頻點(diǎn)修正。 因此在實(shí)際使用時(shí)，需通過(guò)不斷調(diào)整相鄰頻段濾波器的修正常量，修正至最理想的靈敏度曲線(xiàn)，修正后的靈敏度如表9 所示，靈敏度曲線(xiàn)如圖12。

表9 修正后的靈敏度

觀察表9 與圖12 可以發(fā)現(xiàn)，在理論修正值的基礎(chǔ)上，調(diào)整數(shù)字均衡器的修正常量可實(shí)現(xiàn)數(shù)字水聽(tīng)器的靈敏度均衡。 靈敏度值基本維持在-191.5 dB 上下浮動(dòng)，最大偏差為0.797 dB，參照IEC 60500 標(biāo)準(zhǔn)[5]，其靈敏度浮動(dòng)優(yōu)于一般的標(biāo)準(zhǔn)水聽(tīng)器(±1.5 dB)。

圖12 修正后的靈敏度曲線(xiàn)

圖13 所示為數(shù)字水聽(tīng)器接收的由發(fā)射換能器發(fā)出的8 kHz 脈沖波的實(shí)際波形與修正波形的對(duì)比。 經(jīng)過(guò)修正后的波形和脈沖波的個(gè)數(shù)基本不變，而接收波形的幅值明顯增大。

圖13 實(shí)際波形與修正波形對(duì)比

4 結(jié)論

針對(duì)模擬水聽(tīng)器存在的輸出信號(hào)弱、抗干擾能力差、搭建測(cè)量系統(tǒng)繁瑣、帶內(nèi)靈敏度起伏較大的問(wèn)題，本文設(shè)計(jì)了一款新型的集水聲數(shù)據(jù)采集、傳輸、存儲(chǔ)為一體的低噪聲、高保真數(shù)字水聽(tīng)器。 在系統(tǒng)硬件方面，通過(guò)對(duì)關(guān)鍵器件選型，設(shè)計(jì)了一款低噪聲、高采樣精度、高聲學(xué)動(dòng)態(tài)范圍的采集模塊。 考慮到數(shù)字水聽(tīng)器不同的測(cè)量場(chǎng)景，設(shè)計(jì)了基于STM32 的大容量存儲(chǔ)模塊。 在系統(tǒng)軟件方面，基于FPGA 實(shí)現(xiàn)了水聲信號(hào)的采集、傳輸和存儲(chǔ)之間時(shí)序控制，并通過(guò)數(shù)字均衡算法實(shí)現(xiàn)了水聽(tīng)器通帶內(nèi)靈敏度的修正。 實(shí)驗(yàn)測(cè)試表明，本文設(shè)計(jì)的數(shù)字水聽(tīng)器系統(tǒng)在不同的放大倍數(shù)下采樣誤差小于1%，在128 K Sample/s 采樣率下，噪聲均方根值為9.98 μVrms，綜合性能優(yōu)于現(xiàn)有的數(shù)字水聽(tīng)器，經(jīng)數(shù)字均衡算法修正后水聽(tīng)器靈敏度基本維持在-191.5 dB 附近，浮動(dòng)小于±0.8 dB，實(shí)現(xiàn)了水聲信號(hào)的高保真還原。