狄皓月，陳文華，呂關勝

（1.優(yōu)鎵科技（北京）有限公司，北京 100000；2.清華大學，北京 100000）

0 引言

數據速率的快速增長催生對具有高頻譜效率和大峰均比的高速復雜調制方案的需求，5G 通信基站射頻通道更多、帶寬更寬、頻率更高、峰均比更大。而功率放大器及其相關的基帶電路作為通信基站的主要耗能元件，功耗占比超過50%，這對功率放大器的功率回退效率和線性度提出了更高的要求。普通的AB 類功率放大器在回退點效率降低嚴重，整體功耗很大，因此需要提升功率放大器的回退效率?；赝诵试鰪姷挠行Ы鉀Q方案包括Outphasing[1]、包絡跟蹤（ET,Envelope Tracking）[2]和Doherty 功率放大器（DPA,Doherty Power Amplifier）[3]等。其中，DPA 采用兩路放大器并聯，一個功率放大器偏置在AB 類，另一個功率放大器偏置在C類，僅在高功率區(qū)開啟工作，這種結構可顯著提升回退效率，同時其結構簡單、性能優(yōu)異，很受歡迎。

理想的DPA 具有線性響應[4]，但實際的晶體管存在非線性電容和跨導以及米勒效應，因此DPA 具有很強的非線性[5-7]。為了滿足信號質量和帶外頻譜發(fā)射要求，采用數字預失真（DPD）提高線性度。如今DPD 已經被廣泛應用于大功率宏基站的DPA 中[8]，然而由于DPD 的硬件成本和功率開銷，其在路由器、手機、調頻電臺等一些小至中功率的功率放大器單元的應用場景受限。因此，如何提高DPA 的原生線性度，避開使用DPD，進一步擴大DPA 的應用領域成為新的研究熱點。

1 高線性度DPA技術

1.1 提高DPA線性度的三種方法

提高DPA 的線性度主要方法有三種：三階交調失真的消除[9-12]、幅度-幅度（AM-AM）預失真[13-15]、幅度-相位（AM-PM）矯正[16-22]等。通過對主、輔兩路晶體管偏置電壓[9]和輸入端功分比[10]的優(yōu)化，主路和輔路兩個分支的三階交調可以在合路點實現對消。由于三階交調主要是由晶體管的三階跨導（gm3）引起的，有學者[11]在DPA 的主路中采用了多門控晶體管（MGTRs），以此來最小化在大功率范圍內的等效三階跨導。此外，一部分三階交調信號來源于基頻信號與二次諧波信號的混合，因此將二次諧波阻抗設為短路可以進一步降低三階交調信號的強度[11-12]。由于負載調制機制和輔功率放大器的C 類偏置狀態(tài)，DPA 的AM-AM 特性非常不平坦。自適應偏置架構是常用的提升大信號區(qū)增益的方式[13]，其常用于毫米波DPA 設計中，也有學者提出模擬的線性化器來改善DPA 的AM-AM 響應[14]。有學者[17-18]在主路和輔路分支前各插入了一個非線性的驅動級來抵消末級的AM-PM 失真，也有學者提出了一種具有復雜漏極阻抗的電流縮放DPA，并利用其固有的非線性相位響應來抵消由主晶體管和輔晶體管引入的AM-PM[19]。在其影響之下，Fang 等人提出來一個具有預定義AM-PM 特性的輸出合成網絡[20]。然而，該輸出合成網絡在大信號區(qū)展現出了明顯的增益壓縮特性，進而需要特別注意輸入匹配網絡的設計。Lyu 等人提出在DPA 的輸出插入電橋，通過調整電橋隔離端的電抗值調整輸出網絡的AM-PM 特性，抵消DPA 的AM-PM 失真[21]，該方法引起的增益壓縮要小很多。但鑒于輸出正交耦合器的尺寸相對較大，這種方法不便于集成。以上是幾種提高DPA線性度的方法，由于負載調制機制和密勒效應的影響[6-7]，DPA 的AM-PM 比單端的PA 要嚴重很多。AM-AM 可以用簡單的無記憶的DPD 來高效補償，相比之下AM-PM 要難處理很多，往往需要更復雜、更強大的DPD 來補償[16]。因此，設計過程中的AM-PM 減少可以帶來更高的收益。

基于這樣的應用需求，本項目提出了一種基于相位失配的AM-PM 補償方案，并取得了不錯的效果。以下對本方案做一些簡單的詮釋：輸出相位失配指的是輸出阻抗變壓器的相移偏離，輸入相位失配則指的是主輔分支相位不對齊。當引入輸出相位失配時，功率合成網絡將會展現特定的AM-PM 特性，其代價為回退性能的小幅降低；當引入輸入相位失配的時候，功率合成網絡的AM-PM 特性可以得到進一步的調整，其代價為飽和性能的小幅降低。通過選擇合適的輸出相位失配和輸入相位失配，DPA 固有的AM-PM 失真得以抵消，因此DPA 的整體AM-PM 可以被最小化。此外，相位失配的功率合成網絡表現出了增益拓展的特性，因此DPA 的AM-AM 特性也可以得到一定程度的改善。

1.2 基于相位失配的AM-PM補償理論

圖1（a）展示了傳統的對稱DPA 的拓撲結構，其中Ropt表示主路功放的最優(yōu)負載阻抗。由于晶體管的非線性和寄生效應，實際的DPA 會出現AM-AM 失真和AM-PM 失真。與AM-AM 失真相比，AM-PM 失真更難處理。在低功率區(qū)，由于只有主功放工作，DPA 的AM-PM 特性與單端的DPA保持一致。然而，一旦進入高功率區(qū)，DPA 的AM-PM 失真特性就會變得非常嚴重，這是由于負載調制效應通過米勒效應使得輸入端電容發(fā)生巨大變化[6-7]。

為了增強DPA 的線性，本文提出了基于相位失配的AM-PM 補償方法。圖1（b）展示了本項目提出的對稱DPA 架構，其中θ是輸出阻抗變換器的相移，φ是主路和輔路之間的相位差。相位失配意味著θ偏離90°，φ不是零而是偏離90°則為輸出相位失配，φ不為零則是輸入相位失配。后續(xù)幾個小結的討論將會指出這兩者都可以用于使功率合成網絡產生特定的AM-PM 特性，而且代價僅僅是飽和表現和回退表現很小程度上的惡化。而實際DPA 固有的AM-PM 失真則可以用這樣的功率合成網絡來補償，進而讓整體的DPA 實現很好的AM-PM 特性。

圖1 傳統DPA架構與本文提出的DPA架構

與在引言中提及的幾種減弱AM-PM 失真的方法對比[17,19,21]，本項目中采用的方法有幾個明顯的優(yōu)點。首先，提出的DPA 架構簡單與傳統的DPA 可以兼容，因此本方案在集成設計中有其便利性，一些針對傳統DPA 的設計方法可以直接用在這里。其次，帶相位失配的功率合成網絡展現出了增益擴張的特性，DPA 的AM-AM 特性也可以得到改善。再次，在本架構中，輸入相位失配可以通過在輸入相位補償網絡中引入開關來調節(jié)，因此由工藝容差帶來的AM-PM 變化可以在一定程度上得到補償。

1.3 方法分析

將圖1（b）簡化為圖2，其中主路和輔路的晶體管用兩個電流源代替，以方便分析。

圖2 用于理論分析的簡化結構

本文的分析基于以下三個假設：

（1）主路和輔路晶體管都是偏置在B 類狀態(tài)的具有零膝電壓、常跨導、無寄生參數的理想晶體管；

（2）所有的諧波都短路處理，在晶體管的漏極只有基波和直流分量；

（3）晶體管是線性的壓控流源，飽和電流是Imax，漏壓是Vdc，因此最優(yōu)負載阻抗為：

盡管這里假設兩個功放都偏置在B 類會導致理論分析和實際情況并不完全相符，但是AB-C 的Doherty 需要額外引入很多變量，不容易直觀看出本架構的優(yōu)勢。況且，使用B 類偏置狀態(tài)進行分析在一些已發(fā)表文章中已經是很常用的手段了，其有效性已經得到證實，因此這里還是采用B 類偏置狀態(tài)進行分析。

圖2 中，Im/Ia、Vm/Va、Zm/Za分別是主輔路的基頻漏極電流、漏極電壓、負載阻抗。

輸入電壓記為Vin，能使晶體管飽和的輸入電壓為Vin_max，歸一化輸入電壓為：

由于飽和基頻電流的幅度為Imax/2，當輸入電壓為Vin時主路和輔路功放的電流可以表示為：

其中，e-j(θ+φ)即為輔功放比起主功放的相位滯后。

基于上述公式，可以計算得到在輸出相位失配和輸入相位失配條件下的DPA性能。將功率合成網絡的傳輸系數TC定義為：

那么，功率合成網絡從回退區(qū)到飽和區(qū)的AM-AM和AM-PM為：

以上兩個式子表明功率合成網絡對DPA 的整體的AM-PM 和AM-AM 特性起到了非常重要的作用。當θ=90°時，功率合成網絡并無AM-AM 與AM-PM 變化。然而，當θ偏離90°時，功率合成網絡就會展現出由θ和φ決定的相當客觀的AM-AM 與AM-PM 特性，對其進行合理的利用可以有效增強DPA 的線性度。

1.4 基于相位失配下的DPA性能

設定φ=0，首先分析輸出相位失配下的性能。圖3 顯示了計算得到的DPA 的歸一化AM-AM 和AM-PM 特性。根據圖3，即θ＜90°時，AM-PM 滯后；θ＞90°時，AM-PM超前。由于米勒效應和負載調制機制的影響，實際的DPA通常展現出超前的AM-PM 特性。因此，選擇AM-PM 滯后的功率合成網絡進行補償，即θ＜90°。從圖3（b）可以看出，當引入輸出相位失配時，功率合成網絡展現出了擴張的AM-AM 特性，在θ=70°/110°時高達1.3 dB。這是本方法的另一優(yōu)點，可以補償DPA 的AM-AM 壓縮。

圖3 本文DPA在不同θ下的歸一化

在輸出相位失配存在的前提下，輸入相位失配同樣可以修改DPA 的AM-PM 和AM-AM 特性。圖4 為在不同φ取值下提出的DPA 的歸一化AM-PM 和AM-AM 特性，可以看出，與輸出相位失配相比，AM-PM 對輸入相位失配不太敏感。在實際實現中，初始設計可以采用輸出相位失配來補償大部分相位失真，然后可以利用輸入相位失真對AM-PM 進行進一步的微調。

圖4 本文DPA在不同φ下的歸一化AM-PM

2 基于相位失配網絡的Doherty功率放大器設計

為了驗證上述方法的正確性，基于0.25 μm GaNHEMT 工藝設計一款DPA，整體方案如圖5。

圖5 整體方案

2.1 輸出電路設計

圖6 中的示意圖用于仿真不同θ值下的相位失真。圖7 顯示了6.4 GHz 下仿真得到的AM-PM 特性?？梢钥闯觯诩尤胼敵鱿辔皇渚W絡（OPM）后，相位失真從10°減低到4°。進一步加入輸入相位失配網絡（IPM）相位失真降低至1 相。

圖6 仿真相位失真和回退漏極效率的原理圖

圖7 仿真得到傳統DPA與本文提出的DPA的AM-PM

如圖8 所示，輸出阻抗變換器是通過吸收Cout的T 型傳輸線（TL）網絡實現的。T 型網絡中的分支TL 可用于給主功放和輔功放的漏極提供偏置。TL 的寬度選擇為50 μm，以確保足夠的直流電流容量。

圖8 輸出阻抗變換器的原理圖

2.2 輸入網絡設計

主輔PA 的輸入匹配網絡結構如圖5 所示，兩者結構相同，分別調整它們的元件值以獲得良好的AM-AM。在回退區(qū)域，DPA 的增益完全由主功放的增益決定。對于大功率區(qū)域，輔功放在整體增益中也起著重要作用。在設計中，主功放的輸入匹配網絡在回退區(qū)域進行了優(yōu)化，而輔功放的輸入匹配網絡在高功率區(qū)域進行了優(yōu)化。由于輸入相位補償理論與仿真有差異，因此這里增加相位補償網絡。一個+25°的相移網絡和一個-25°的相移網絡分別插入在主、輔PA 的前面。為了方便測試過程中的相位調整，采用開關SW1 和SW2。此外，還可以通過引入開關SW3和SW4 來調節(jié)主輔功分比以優(yōu)化AM-AM。開關的開啟、關閉電壓分別為0 V 和-20 V，并在每個開關的柵極插入一個5 kΩ 電阻以減少損耗。

3 測試結果

3.1 小信號測試結果

實物DPA 如圖9，芯片尺寸僅有2.8×1.5 mm2。

圖9 DPA實物圖

主功放和輔功放的漏極偏置均為28 V。主功放漏極靜態(tài)電流為32 mA，輔功放偏置為C 類，使用-4.6 V 柵壓。DPA 的小信號性能由網絡分析儀測量。圖10 展示了從4—8.5 GHz 測得的S 參數，其中還畫出了仿真S 參數來進行比較，開關狀態(tài)的選擇基于下一小節(jié)中的大信號測量。實測結果和仿真結果一致性良好，但測得的小信號增益比仿真增益低約2 dB，并且實際工作頻段向低頻段偏移大約200 MHz。測量和仿真S 參數之間的差異很可能是由于有源區(qū)模型不準。盡管芯片布局的EM 仿真非常準確，但工藝設計套件（PDK）中提供的有源器件模型通常并不那么精確，這是由建模的復雜性引起的，在GaN-HEMT 器件中這個問題尤為突出。

圖10 實測和仿真的S參數對比

3.2 大信號測試結果

大信號性能測試時，使用了矢量網絡分析儀在脈沖連續(xù)波（CW）信號下進行測試。脈沖寬度和占空比分別為10 μs 和10%，采用Mini-Circuits ZVE-3W-83+驅動放大器來提供足夠的輸入功率。初始測試表明AM-AM 特性具有較大的擴張?zhí)匦裕虼斯β史峙淦髦械腟W3 打開以向主功放提供更多功率，而其他開關仍處于關閉狀態(tài)。在每個頻率下，進行多次測量，并將結果取平均值以減少噪聲的影響。圖11 顯示了6.1—6.6 GHz 下測量的DE、AM-AM 和AM-PM 與輸出功率的關系?？梢钥闯?，在AM-AM 變化低于0.6 dB 的情況下，可實現40.8～41.4 dBm 的飽和功率、60%～62%的飽和DE 和45.5%～47%的6 dB 回退DE。此外，在6.3 GHz 處AM-AM 最小為0.3 dB。在33～41 dBm的輸出功率下，AM-PM 的變化在6.3 GHz 為2°，在6.1—6.4 GHz 保持在3 以下，在6.1—6.5 GHz 保持在4°以下。

圖11 6.1—6.6 GHz的大信號測量結果

與圖7 相比，測量和仿真的AM-PM 響應不一致，但最大相位變化相似，這證明了所提出方法的魯棒性。測量和仿真的大信號性能之間的差異主要歸因于GaN-HEMT 器件的大信號模型不準確，這在一些已經發(fā)表的文章中是很常見的。

3.3 調制信號測試結果

為了驗證調制信號激勵下的線性度和效率，使用具有7.8 dB 峰均比（PAPR）的100 MHz LTE 64 QAM 信號來測試。測試頻率范圍為6.1—6.8 GHz，步長為0.1 GHz。輸入調制信號由R&S SMW 200A 信號發(fā)生器生成，輸出信號由R&S FSW43 頻譜分析儀捕獲?；趶V義記憶多項式（GMP）模型的DPD 用于線性化。GMP 的記憶深度、交叉項記憶深度和非線性階數分別表示為M、L和K。表1 總結了100 MHz 調制信號下的測量結果?？梢钥闯?，DPA 在6.1—6.5 GHz，平均功率約為33 dBm 時實現了優(yōu)于-42 dBc 的原始ACPR 和36.7%～37.7%的平均DE。運行K=8 的MLDPD 后，ACPR在6.1—6.6 GHz 下提高到優(yōu)于-48.5 dBc。此外，還應用了M=8、L=2 和K=8 的DPD，進一步降低了ACPR。圖12 描繪了在6.2 GHz 載波和33.3 dBm 平均功率下的輸出功率譜密度（PSD）。觀察到輸出頻譜有良好的ACPR，無DPD 時為-44.1/-44.3 dBc，使用無記憶DPD 時為-49.8/-51.8 dBc，使用有記憶項DPD 時為-54.0/-55.0 dBc。

表1 100 MHz調制信號測試結果

圖12 33.3 dBm平均功率下測得的功率譜密度@6.2 GHz

表2 為本文提出的DPA 與其他DPA 性能的比較。雖然輸入和輸出的相位失配會在一定程度上減小平均效率，但是與其他傳統的DPA 相比，該DPA 線性度較高，具有競爭力。

表2 其他線性DPA對比

4 結束語

本文通過將主功放的輸出網絡相位偏離，輔功放的輸入相位偏離，即主、輔支路相位不對齊，設計了一高線性DPA。分析得出，輸入和輸出網絡相位失配會表現出特定的AM-PM特性，通過適當調節(jié)輸出相位失配和輸入相位失配，可以顯著改善AM-PM 失真。同時相位失配表現出增益擴張?zhí)匦?，可以改善DPA 的AM-AM 失真。本文基于0.25 μm GaN HEMT 工藝，設計了一款全集成DPA 來驗證上述方法。實測結果顯示，6.1—6.4 GHz 中，AM-PM 優(yōu)于3°，AM-AM 優(yōu)于0.5 dB，100 MHz 調制信號下，鄰信道功率泄漏比ACPR 優(yōu)于-42 dBc。