李彬彬，王志遠(yuǎn)，張丙旭，趙曉東，徐殿國

（哈爾濱工業(yè)大學(xué)電氣工程及自動(dòng)化學(xué)院，黑龍江省哈爾濱市 150001）

0 引言

截至2020 年，中國風(fēng)電裝機(jī)容量達(dá)到281 GW，光伏裝機(jī)容量達(dá)到253.4 GW，分別同比增長34.6%和24.1%［1］，新能源發(fā)電增速顯著；另一方面，數(shù)據(jù)中心的機(jī)架總規(guī)模達(dá)到314.5 萬架，同比增長39%［2］，電動(dòng)汽車充電樁總量達(dá)到167.2 萬臺(tái)［3］，直流用電終端增長迅速，源、荷的直流特征越來越明顯。該趨勢(shì)下，直流配電技術(shù)以其線路損耗小、供電可靠性高、分布式能源/柔性負(fù)荷更易接入的優(yōu)勢(shì)，逐漸受到廣泛關(guān)注［4-6］。研究適用于大功率高效率的DC/DC 變換器是發(fā)展直流配電網(wǎng)的關(guān)鍵。

移相全橋變換器利用變壓器原邊漏感和開關(guān)管結(jié)電容的諧振可以實(shí)現(xiàn)原邊開關(guān)管的零電壓開通，具有較高的功率密度，在大功率場(chǎng)景中應(yīng)用廣泛［7-9］。但是，由于其滯后橋臂在輕載的情況下易丟失零電壓特性，原邊存在關(guān)斷損耗，副邊存在整流管的反向恢復(fù)損耗等問題，變換器的整體效率較低［10-12］。通常采用拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)改造［13-14］和控制方法優(yōu)化的方法［15］緩解上述問題。

相比之下，以LLC 變換器為代表的諧振變換器可以在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開通、準(zhǔn)零電流關(guān)斷以及二極管的零電流關(guān)斷，具有效率高的特點(diǎn)［16-17］。為了實(shí)現(xiàn)調(diào)壓功能，LLC 變換器通常采用變頻控制方法［18］，本質(zhì)是通過調(diào)節(jié)開關(guān)頻率改變諧振腔阻抗［19］。開關(guān)頻率的變化增加了電路電磁兼容和濾波器的設(shè)計(jì)難度［20］。變壓器需要按照最低開關(guān)頻率進(jìn)行設(shè)計(jì)，其體積、重量、成本和損耗均有所增加，不適合應(yīng)用于大功率場(chǎng)景。文獻(xiàn)［21］使用了移相與變頻結(jié)合的方式，利用零電平對(duì)勵(lì)磁電流峰值進(jìn)行限制，使變壓器可以按照額定工作頻率設(shè)計(jì)，但是只有在輸入、輸出電壓匹配時(shí)，才能實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。

為解決變頻控制的問題，可以采用移相［18，22］或者改變占空比［23］的控制方式。2 種控制方式均是通過調(diào)整諧振腔兩端的電壓實(shí)現(xiàn)對(duì)電壓增益的調(diào)節(jié)，但是需要開關(guān)管關(guān)斷較大的電流，開關(guān)損耗較大。在大功率場(chǎng)景中，絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）是最常用的開關(guān)器件，其存在的拖尾電流進(jìn)一步導(dǎo)致關(guān)斷損耗較大，上述控制方式并不適用。文獻(xiàn)［24］使LLC 變換器工作于定頻開環(huán)模式，通過在前級(jí)或后級(jí)增加由Buck 或Boost 變換器組成的調(diào)壓器進(jìn)行電壓增益調(diào)節(jié)，但是調(diào)壓器一般為硬開關(guān)電路，效率較低。文獻(xiàn)［25-26］將雙向開關(guān)并聯(lián)至變壓器副邊或者原邊構(gòu)造出類似Boost 的升壓結(jié)構(gòu)，實(shí)現(xiàn)電壓調(diào)節(jié)，但是該雙向開關(guān)為硬關(guān)斷，且關(guān)斷電流較大，增加了損耗。文獻(xiàn)［27-29］使用2 個(gè)變壓器以及輔助開關(guān)，通過輔助開關(guān)和輔助變壓器使輸出側(cè)整流器獲得額外的電壓增益。輔助變壓器僅承擔(dān)有限的功率等級(jí)，但是需要具有與主變壓器相同的絕緣水平，在電壓變比較大的場(chǎng)合下，輔助變壓器的體積較大。

本文提出了一種采用輔助變壓器的可調(diào)壓諧振零電壓零電流開關(guān)（zero-voltage zero-current switching，ZVZCS）變換器，在傳統(tǒng)LLC 變換器的基礎(chǔ)上增加了輔助變壓器和輔助半橋，變換器一、二次側(cè)開關(guān)管均工作在固定開關(guān)頻率、50%占空比之下。通過調(diào)節(jié)二次側(cè)輔助半橋開關(guān)管和一次側(cè)開關(guān)管的移相角度，可以調(diào)整輔助變壓器參與升壓的時(shí)間，實(shí)現(xiàn)對(duì)電壓增益的調(diào)節(jié)。同時(shí)，實(shí)現(xiàn)了一次側(cè)開關(guān)管的零電壓開通和準(zhǔn)零電流關(guān)斷，二次側(cè)二極管的零電流關(guān)斷，輔助半橋開關(guān)管的零電壓開通。輔助變壓器僅位于低壓側(cè)，降低了變壓器的絕緣需求和體積。本文詳細(xì)分析了所提拓?fù)涞碾娐诽攸c(diǎn)、工作原理、參數(shù)設(shè)計(jì)方法。通過仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的正確性。

1 變換器工作原理簡介

1.1 變換器拓?fù)錁?gòu)成

如圖1 所示，采用輔助變壓器的可調(diào)壓諧振ZVZCS 變換器電路主要由5 個(gè)部分構(gòu)成：一次側(cè)電路、二次側(cè)電路、LC 諧振腔、主變壓器Tr1以及輔助變壓器Tr2。一次側(cè)電路包含由4 個(gè)開關(guān)管構(gòu)成的全橋和1 個(gè)輸入電容；二次側(cè)電路包含由4 個(gè)二極管構(gòu)成的全橋、2 個(gè)開關(guān)管構(gòu)成的輔助半橋和1 個(gè)輸出電容；諧振腔中Lr為變壓器Tr1和Tr2的漏感并作為諧振電感參與諧振，Cr為諧振電容。

圖1 所提變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of proposed converter

當(dāng)變換器正常工作時(shí)，一次側(cè)開關(guān)管S1、S4同開同關(guān)，開關(guān)管S2、S3同開同關(guān)，同一橋臂的兩開關(guān)管之間存在一定的死區(qū)時(shí)間。二次側(cè)輔助半橋中開關(guān)管Q2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)與S1、S4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)存在一定的移相角α。全橋輸出電壓up為高頻方波電壓，其頻率為開關(guān)頻率fs，運(yùn)行周期為Ts，幅值為輸入電壓Ui，Uo為經(jīng)諧振腔和二次側(cè)整流輸出的直流電壓。

為了便于后續(xù)的原理分析，做出如下假設(shè)：輸入、輸出電容Ci、Co足夠大以保證Ui、Uo電壓恒定；變壓器Tr1、Tr2為理想變壓器，變比分別為n1、n2；忽略電路中其他寄生參數(shù)。

1.2 工作模態(tài)分析

采用輔助變壓器的可調(diào)壓諧振ZVZCS 變換器主要工作波形如圖2 所示。

圖2 可調(diào)壓諧振ZVZCS 變換器主要工作波形Fig.2 Main working waveforms of voltage-regulatable resonant ZVZCS converter

圖2 中：is1為主變壓器Tr1副邊電流；ip2、is2分別為輔助變壓器Tr2原、副邊電流；iLr、uCr、iLm分別為諧振電感電流、諧振電容電壓及主變壓器Tr1勵(lì)磁電感電流；u1、us分別為一次側(cè)全橋輸出電壓和主變壓器副邊電壓；up2為輔助變壓器原邊電壓；iS1、iS3、iQ1、iQ2分別為流經(jīng)開關(guān)管S1、S3、Q1、Q2的電流。一次側(cè)開關(guān)管開關(guān)頻率和占空比保持固定，通過控制二次側(cè)輔助開關(guān)管Q2與一次側(cè)開關(guān)管S1、S4的移相角α可以調(diào)節(jié)輔助變壓器參與對(duì)輸出電壓進(jìn)行升壓的時(shí)間，實(shí)現(xiàn)對(duì)電壓增益的調(diào)節(jié)，移相角越大，輔助變壓器參與升壓的時(shí)間越長，電壓增益越大。變換器在半個(gè)周期中存在2 種諧振狀態(tài)，對(duì)應(yīng)的各個(gè)階段的等效電路圖如圖3 所示，一、二次側(cè)導(dǎo)通電流的器件和線路分別用紫色和藍(lán)色線條進(jìn)行了突出強(qiáng)調(diào)。

1）［0，t0］階段：該階段的等效電路如圖3（a）所示。S1、S4導(dǎo)通，S2、S3關(guān)斷，D1、D4導(dǎo)通，D2、D3反向偏置關(guān)斷。輔助半橋開關(guān)管Q1開通，Q2關(guān)斷。輔助變壓器Tr2的原邊電壓等于主變壓器Tr1的副邊電壓us，二次側(cè)的輸出電壓Uo由主變壓器Tr1的副邊電壓us和輔助變壓器Tr2的副邊電壓us/n2組成。進(jìn)一步得出主變壓器Tr1的副邊電壓us=n2Uo/(1+n2)＜n1Ui。Lr和Cr發(fā)生諧振，電路工作在第一諧振狀態(tài)，iLr、is1、ip2、is2諧振變化，電流值逐漸從零增大。諧振電容電壓uCr從負(fù)的最大值開始正向增大。流經(jīng)開關(guān)管Q1的電流為流經(jīng)二極管D4電流的1/n2。

2）［t0，t1］階段：該階段的等效電路如圖3（b）所示。經(jīng)過一定的移相角α，在t0時(shí)刻，Q2導(dǎo)通，Q1關(guān)斷，關(guān)斷過程為硬關(guān)斷。但是關(guān)斷電流較小，僅為主變壓器副邊電流的1/（1+n2）。在Q1、Q2驅(qū)動(dòng)信號(hào)的死區(qū)時(shí)間內(nèi)，Q1、Q2快速完成換流過程，電流is2流過Q2反并聯(lián)二極管，Q2實(shí)現(xiàn)零電壓開通。該階段輔助變壓器Tr2兩端電壓始終為零，不起作用，主變壓器Tr1副邊電壓us=Uo＞n1Ui。Lr和Cr進(jìn)入第二諧振狀態(tài)，諧振電容電壓uCr繼續(xù)上升。

3）［t1，t2］階段：該階段的等效電路如圖3（c）所示。在t1時(shí)刻，第二諧振狀態(tài)結(jié)束，諧振電流iLr減小到與勵(lì)磁電感電流iLm相等，二次側(cè)電流is1、ip2、is2降低到零，D1、D4自然關(guān)斷。在該時(shí)間段內(nèi)，is1、ip2、is2維持為零。諧振電容電壓uCr到達(dá)最大值UCrm。

4）［t2，t3］階段：該階段為一次側(cè)開關(guān)管的死區(qū)時(shí)間，運(yùn)行階段的等效電路如圖3（d）所示。t2時(shí)刻，S1、S4關(guān)斷，其關(guān)斷電流為電流值很小的勵(lì)磁電感電流iLm，實(shí)現(xiàn)了準(zhǔn)零電流關(guān)斷。S1、S4關(guān)斷后，勵(lì)磁電感電流將會(huì)對(duì)一次側(cè)開關(guān)管S1、S2、S3、S4結(jié)電容進(jìn)行充放電，使得開關(guān)管S1、S4的結(jié)電容電壓上升為Ui而開關(guān)管S2、S3的結(jié)電容電壓下降到零，因而t3時(shí)刻，S2、S3可以實(shí)現(xiàn)零電壓開通。

圖3 可調(diào)壓諧振ZVZCS 變換器各運(yùn)行階段等效電路Fig.3 Equivalent circuits of voltage-regulatable resonant ZVZCS converter in each operation stage

后半周期工作模態(tài)與前半周期鏡像，因而不再贅述。綜合上述分析，通過引入輔助變壓器和輔助開關(guān)，一次側(cè)電路的開關(guān)管S1至S4均實(shí)現(xiàn)了零電壓開通和準(zhǔn)零電流關(guān)斷，二次側(cè)電路的二極管D1至D4實(shí)現(xiàn)了零電流關(guān)斷，輔助半橋的開關(guān)管Q1至Q2實(shí)現(xiàn)了零電壓開通。

2 電路分析及參數(shù)計(jì)算

2.1 增益分析

對(duì)于移相控制的諧振DC/DC 變換器，常規(guī)的基波等效法不再適用，本文將利用諧振腔的狀態(tài)平面軌跡［22］來進(jìn)行分析。半個(gè)周期內(nèi)諧振腔2 種諧振狀態(tài)的簡化等效電路如附錄A 圖A1 所示。

第一諧振狀態(tài)（［0，t0］階段）對(duì)應(yīng)的等效電路如附錄A 圖A1（a）所示。該狀態(tài)下，主變壓器原邊電壓為Uon2/［n1（n2+1）］，諧振腔兩端電壓為Ui-Uon2/[n1(n2+1)]，在零時(shí)刻，諧振腔的電流iLr為零，諧振電容電壓為最大值-UCrm，通過對(duì)等效電路列寫基爾霍夫電壓定律（KVL）方程可得諧振電容電壓和諧振電流的表達(dá)式為：

第二諧振狀態(tài)（［t0，t1］階段）對(duì)應(yīng)的等效電路如附錄A 圖A1（b）所示。該狀態(tài)下，二次側(cè)的輔助變壓器不起作用，諧振腔兩端電壓為Ui-Uo/n1。t1時(shí)刻，諧振電流iLr降低到零，諧振電容電壓達(dá)到最大值UCrm，同上一諧振狀態(tài)分析過程，通過對(duì)等效電路列寫KVL 方程，可得諧振電容電壓和諧振電流的表達(dá)式為：

根據(jù)式（4），諧振腔的第二諧振狀態(tài)可以表示為以（O2，0）為圓心、r2為半徑、（UCrm，0）為終點(diǎn)的一段圓弧，角度為θ，如圖4 中弧BC 所示。其中，O2和r2的表達(dá)式為：

圖4 諧振腔狀態(tài)平面軌跡Fig.4 State-plane trajectory of resonant cavity

當(dāng)移相角等于零時(shí)，Uo=n1Ui。取Ui=1 000 V，n1=0.3，n2=4，Lr=10 μH，Cr=25 μF，fs=10 kHz，根據(jù)式（11），可以得到輸入功率P、電壓增益M 與移相角α 之間的對(duì)應(yīng)關(guān)系如附錄A 圖A2 所示。

當(dāng)α=0 時(shí)，Q2與S1、S4同開同關(guān)，輔助變壓器兩端電壓始終為零，對(duì)輸出電壓沒有調(diào)節(jié)作用，變換器相當(dāng)于一個(gè)傳統(tǒng)LLC 諧振變換器，輸出增益為主變壓器變比n1。當(dāng)α=π 時(shí)，Q2與S1、S4無重疊時(shí)間，輔助變壓器在整個(gè)諧振周期都起作用，相當(dāng)于在LLC諧振變換器輸出側(cè)增加了一級(jí)增益為1+1/n2的升壓環(huán)節(jié)，變換器總增益為n1（1+1/n2）。當(dāng)0 ＜α ＜π時(shí)，變換器處于移相控制模式，電壓增益隨著α 的增大而增大。因此，通過對(duì)移相角α 的控制可以實(shí)現(xiàn)對(duì)電壓的調(diào)節(jié)，同時(shí)保證一次側(cè)開關(guān)管的零電壓開通、零電流關(guān)斷和二次側(cè)二極管的零電流關(guān)斷。

2.2 諧振電流峰值分析

諧振電流的峰值對(duì)應(yīng)變換器狀態(tài)平面軌跡圖在縱軸投影的最大值。當(dāng)移相角α 從0 到π 變化時(shí)，諧振電流峰值出現(xiàn)的位置存在3 種情況，如附錄A 圖A3 所示。

當(dāng)α ＜π/2，θ ＞π/2 時(shí)，如附錄A 圖A3（a）所示，諧振腔的第一諧振狀態(tài)對(duì)應(yīng)角度小于π/2 的圓弧，第二諧振狀態(tài)對(duì)應(yīng)角度大于π/2 的圓弧。該情況下，諧振電流的峰值出現(xiàn)在第二諧振狀態(tài)中，對(duì)應(yīng)圖中紅色箭頭位置，峰值電流為r2/Zr。

當(dāng)α ＜π/2，θ ＜π/2 時(shí)，如附錄A 圖A3（b）所示，2 種諧振狀態(tài)對(duì)應(yīng)的圓弧均小于π/2。該情況下，諧振電流峰值出現(xiàn)在2 種諧振狀態(tài)的交點(diǎn)位置，峰值電流為（r1sin α）/Zr=（r2sin θ）/Zr。

當(dāng)α ＞π/2，θ ＜π/2 時(shí)，如附錄A 圖A3（c）所示，該情況下，諧振電流峰值出現(xiàn)在第一諧振狀態(tài)，峰值電流為r1/Zr。

代入上節(jié)所列的具體參數(shù)，可以得到諧振電流峰值iLr，max隨移相角α 的對(duì)應(yīng)關(guān)系，如附錄A 圖A4所示，諧振電流峰值隨著移相角α 從0 到π 變化，呈現(xiàn)先增大后減小的趨勢(shì)。

基于對(duì)電流峰值和電路結(jié)構(gòu)的分析，一次側(cè)開關(guān)管的最大電流應(yīng)力即為諧振電流峰值ILr，max，二次側(cè)二極管的最大電流應(yīng)力為ILr，max/n1，二次側(cè)輔助開關(guān)管的最大電流應(yīng)力為ILr，max/［n1（1+n2）］。

2.3 變壓器變比n1和n2

由2.1 節(jié)分析可知，變換器的增益范圍為n1～n1（1+1/n2），電壓調(diào)節(jié)范圍為1/n2?？梢钥闯觯儽萵1決定了變換器的最小增益，變比n2決定了變換器的電壓調(diào)節(jié)范圍。因此，變比n1和n2應(yīng)滿足：

式中：Mmin和Mmax分別為變換器的最小和最大電壓增益。

當(dāng)變比n2減小時(shí)，可以增大變換器的電壓調(diào)節(jié)范圍。但是由1.2 節(jié)可知，輔助半橋所流過的電流為主變壓器副邊電流的1/（1+n2），當(dāng)變比n2減小時(shí)，輔助半橋的開關(guān)管流過的電流增大，其導(dǎo)通損耗和關(guān)斷損耗均會(huì)增大，使變換器效率下降。以關(guān)斷損耗為例，輔助半橋開關(guān)管的關(guān)斷電流Ioff可表示為：

通過式（7）消去移相角α，并代入具體參數(shù)可得Ioff與輔助變壓器變比n2的對(duì)應(yīng)關(guān)系，如附錄A 圖A5所示。由圖A5 可以看到，Ioff隨著n2的增大而減小。當(dāng)n2＜1 時(shí)，輔助開關(guān)的關(guān)斷電流達(dá)到了300 A 以上，比n2取4 時(shí)的關(guān)斷電流增大了一倍以上，關(guān)斷損耗大幅增加。因此，輔助變壓器的變比n2應(yīng)在滿足電壓調(diào)節(jié)范圍需求的基礎(chǔ)上取盡量大的數(shù)值。

2.4 諧振腔參數(shù)設(shè)計(jì)

諧振腔中的諧振電感由主變壓器漏感Lleak1和輔助變壓器的漏感Lleak2組成。對(duì)于輔助變壓器的漏感，可以建立如附錄A 圖A6 所示的2 種諧振狀態(tài)下輔助變壓器的等效電路進(jìn)行分析。圖A6 中up為主變壓器原邊電壓，uTr2p和uTr2s分別為輔助變壓器的原、副邊繞組的電壓，is2和ip2分別為流過輔助變壓器原、副邊的電流。輔助變壓器原、副邊的電壓和電流滿足uTr2p∶uTr2s=n2∶1 和ip2∶is2=1∶n2。

第一諧振狀態(tài)輔助變壓器的等效電路如附錄A圖A6（a）所示。二次側(cè)電路的電壓、電流和漏感均折算到一次側(cè)，輔助變壓器漏感位于副邊。對(duì)等效電路列寫KVL、基爾霍夫電流定律（KCL）方程可得：

式中：Td為死區(qū)時(shí)間；Coss為開關(guān)管的輸出電容。

3 仿真分析

為驗(yàn)證本文所提拓?fù)涞脑硪约皡?shù)設(shè)計(jì)的正確性，本文搭建了1 kV 降壓至311 V、功率為100 kW 的仿真模型，具體仿真參數(shù)見附錄A 表A1。在該場(chǎng)景下，綜合變換器的功率密度與開關(guān)損耗等因素，開關(guān)頻率選取在10 kHz。

變換器在輸入電壓變化工況下ui、uo、iLr、uCr、ip2、is1、is2的波形如附錄A 圖A7 所示。輸入電壓ui初始為850 V，在0.05 s 開始逐漸上升，最終在0.25 s 穩(wěn)定于1 000 V，可以看出輸出電壓uo在閉環(huán)控制下始終保持在311 V，變換器電壓增益由0.366 下降到0.311，移相角由127.90°減小到30.45°，與式（11）的理論結(jié)果僅有不到3%的誤差。諧振電流的峰值由215.4 A 降低到229.1 A，分別對(duì)應(yīng)附錄A 圖A3（b）和（a）的情況，且與理論計(jì)算結(jié)果基本一致。

在輸入電壓為1 000 V 的額定工況下，變換器穩(wěn)態(tài)工作的詳細(xì)波形如附錄A 圖A8 所示。由仿真結(jié)果可以看出，一次側(cè)S1、S4導(dǎo)通，二次側(cè)Q1導(dǎo)通時(shí)，輔助變壓器原邊電壓與主變壓器副邊電壓相等均為247 V，與理論結(jié)果一致，諧振電流和諧振電容電壓上升。經(jīng)過一定的移相角度（α=30.45°）之后，Q2導(dǎo)通、Q1關(guān)斷，關(guān)斷電流為154 A，僅為副邊諧振電流的1/5。諧振腔進(jìn)入第二諧振狀態(tài)，輔助變壓器電壓為0 V，諧振電流峰值為229.1 A。第二諧振狀態(tài)結(jié)束時(shí)，諧振電流為零，諧振電容電壓上升至最大值101.8 V，與式（10）理論分析結(jié)果一致。

在額定工況下開關(guān)管S1和Q2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)及其電壓、電流（uS1、uQ1、iS1、iQ2）的波形如附錄A 圖A9 所示?？梢钥闯?，在S1驅(qū)動(dòng)信號(hào)來臨之前，開關(guān)管S1的電壓便已經(jīng)減小為零，實(shí)現(xiàn)了零電壓開通，當(dāng)S1關(guān)斷時(shí)僅關(guān)斷很小的勵(lì)磁電流，因而一次側(cè)開關(guān)管可以實(shí)現(xiàn)零電壓開通和準(zhǔn)零電流關(guān)斷。對(duì)于二次側(cè)的開關(guān)管，開關(guān)管Q2存在關(guān)斷電流，但相對(duì)主變壓器副邊電流較小，導(dǎo)通前開關(guān)管電壓降為零，實(shí)現(xiàn)了零電壓導(dǎo)通。

為驗(yàn)證本文所提拓?fù)涞男蕛?yōu)勢(shì)，本文進(jìn)行了與使用調(diào)頻控制的傳統(tǒng)LLC 諧振變換器在100 kW功率等級(jí)下的效率仿真對(duì)比。其中，一次側(cè)IGBT器件選擇5SNG 0450R170300、二次側(cè)二極管器件選擇5SED 0890T2240、輔助開關(guān)管選擇英飛凌的FF200R06KE3。LLC 諧振變換器的諧振電容大小為2.4 μF，K 值選擇為3，諧振電感和勵(lì)磁電感大小分別為110 μH、330 μH，變壓器變比為0.3。對(duì)比結(jié)果如圖5 所示。

圖5 所提拓?fù)渑c調(diào)頻控制LLC 變換器的效率曲線Fig.5 Efficiency curves of proposed topology and frequency regulation controlled LLC converter

由圖5 可以看到，本文所提拓?fù)渚哂袃?yōu)于傳統(tǒng)LLC 諧振變換器的效率。經(jīng)典的LLC 諧振變換器需通過改變開關(guān)頻率來實(shí)現(xiàn)調(diào)壓，為限制開關(guān)頻率變化范圍、保證變壓器體積不至于過大，勵(lì)磁電感與諧振電感的比值K 通常設(shè)計(jì)得較低，即勵(lì)磁電感較小。這導(dǎo)致諧振過程結(jié)束時(shí)開關(guān)管需要關(guān)斷的勵(lì)磁電流比較大。由于大功率下通常使用IGBT 作為開關(guān)器件，存在拖尾電流問題，當(dāng)關(guān)斷的電流較大時(shí)，其關(guān)斷損耗較為嚴(yán)重。相比之下，本文所提拓?fù)涞膭?lì)磁電感僅需要保證在死區(qū)時(shí)間內(nèi)完成開關(guān)管結(jié)電容的充放電，其電感值可以設(shè)置得比較大，因此在諧振周期結(jié)束時(shí)開關(guān)管需要關(guān)斷的勵(lì)磁電流很小，近似零電流關(guān)斷。二次側(cè)開關(guān)管存在關(guān)斷電流但相對(duì)較小，且二次側(cè)電路電壓等級(jí)較低，關(guān)斷損耗較小。因此，在大功率場(chǎng)景下，本文所提拓?fù)渚哂懈叩男省?/p>

4 實(shí)驗(yàn)分析

為進(jìn)一步驗(yàn)證本文所提拓?fù)涞挠行?，本文搭建了輸入電壓?33 ～400 V、輸出電壓為200 V、功率等級(jí)為2.5 kW 的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，照片如附錄A 圖A10 所示，具體實(shí)驗(yàn)參數(shù)如附錄A 表A2 所示。本文詳細(xì)記錄了輸入電壓為350 V 和375 V 的實(shí)驗(yàn)波形。

輸出電壓為350 V 工況下，開關(guān)管S1和Q2的驅(qū)動(dòng)電壓、一次側(cè)全橋輸出電壓u1、主變壓器副邊電壓us1和輔助變壓器原邊電壓up2如圖6（a）所示，諧振電流iLr、諧振電容電壓uCr、主變壓器副邊電流is1和輔助變壓器原邊電流ip2如圖6（b）所示。S1開通、Q2關(guān)斷時(shí)，輔助變壓器原邊與主變壓器副邊并聯(lián)，輔助變壓器參與對(duì)變換器的升壓。S1和Q2均導(dǎo)通時(shí)，輔助變壓器原、副邊均與輸出電壓負(fù)極連接，由于輔助變壓器存在漏感，在副邊電流快速下降時(shí)，輔助變壓器漏感感應(yīng)出負(fù)向電壓，其電壓幅值取決于電流變化速率。在副邊電流到零后，副邊二極管無反向恢復(fù)損耗，實(shí)現(xiàn)了零電流關(guān)斷。諧振電容電壓波動(dòng)峰值為60 V，較理論值55.8 V 偏大。由于變換器存在損耗，其輸入功率大于2.5 kW，實(shí)際測(cè)量情況下變換器的效率為94.7%。考慮效率后的諧振電容電壓波動(dòng)峰值理論值為58.9 V，測(cè)量值與理論值偏差在2%以內(nèi)。副邊開關(guān)管的移相角α=133.2°，在理論計(jì)算之下該角度對(duì)應(yīng)的輸出電壓幅值為207 V，大于實(shí)際輸出電壓。在實(shí)際電路之中，IGBT 和二極管均存在導(dǎo)通壓降，本文實(shí)驗(yàn)平臺(tái)的導(dǎo)通壓降值在1.5 V 左右，且原、副邊均為全橋結(jié)構(gòu)，開關(guān)管產(chǎn)生的總壓降在6 V 左右，考慮上述因素之后，該移相角符合理論分析。

圖6 穩(wěn)態(tài)運(yùn)行實(shí)驗(yàn)波形(Uo=350 V)Fig.6 Experiment waveforms in stable operation(Uo=350 V)

一次側(cè)開關(guān)管S1的驅(qū)動(dòng)電壓、端電壓和諧振電流的放大波形如附錄A 圖A11（a）所示，可以看到在開關(guān)管S1導(dǎo)通前，勵(lì)磁電流完成了對(duì)開關(guān)管S1寄生電容電壓的放電，開關(guān)管S1實(shí)現(xiàn)了零電壓導(dǎo)通。在開關(guān)管S1關(guān)斷時(shí)，關(guān)斷電流為勵(lì)磁電流，幅值僅為1 A，開關(guān)管S1實(shí)現(xiàn)了準(zhǔn)零電流關(guān)斷。二次側(cè)輔助開關(guān)管Q2的驅(qū)動(dòng)電壓和端電壓波形如附錄A 圖A11（b）所示，在開關(guān)管Q2導(dǎo)通前，輔助變壓器原邊電流完成了對(duì)開關(guān)管Q2結(jié)電容電壓的放電，開關(guān)管Q2實(shí)現(xiàn)了零電壓開通。

輸出電壓為375 V 工況下，變換器的詳細(xì)實(shí)驗(yàn)波形如附錄A 圖A12 所示。由于輸入電壓增大，變換器所需增益降低，諧振電容電壓峰值減小到57.8 V，移相角減小到68.98°，考慮到變換器的效率與開關(guān)管導(dǎo)通壓降，上述結(jié)果與理論分析基本一致。同時(shí)，由附錄A 圖A13（a）、（b）可見，在實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出電壓調(diào)節(jié)的同時(shí)，一次側(cè)開關(guān)管仍然可以實(shí)現(xiàn)零電壓導(dǎo)通和準(zhǔn)零電流關(guān)斷，二次側(cè)開關(guān)管仍然可以實(shí)現(xiàn)零電壓開通。很好地驗(yàn)證了所提拓?fù)涞碾妷赫{(diào)節(jié)能力和軟開關(guān)能力。

在400 W～3 kW 的功率范圍內(nèi)，實(shí)驗(yàn)平臺(tái)分別在350、375、400 V 以及輸入電壓下的效率曲線如圖7 所示?？梢钥吹?，在較寬的負(fù)載范圍內(nèi)，本文所提拓?fù)涞男示３址€(wěn)定，最高效率可以達(dá)到95.7%。由于變換器開關(guān)頻率固定，一次側(cè)開關(guān)管所關(guān)斷的勵(lì)磁電流不隨負(fù)載變化，關(guān)斷損耗不變，輕載下開關(guān)管的關(guān)斷損耗占比增加，效率下降。另外，相比于仿真工況（100 kW），實(shí)驗(yàn)情況下的效率較低，主要原因在于：實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)所使用的變壓器并未針對(duì)變換器進(jìn)行效率方面的優(yōu)化設(shè)計(jì)；各個(gè)分散模塊之間的引線存在額外的電阻；實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)所使用的IGBT 和二極管壓降均在1.5 V 左右，在實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)功率等級(jí)下器件導(dǎo)通損耗占比較大。

圖7 不同輸入電壓下的效率曲線Fig.7 Efficiency curves with different input voltages

5 結(jié)語

本文提出了一種采用輔助變壓器的可調(diào)壓諧振ZVZCS 變換器，通過在傳統(tǒng)LLC 變換器的基礎(chǔ)上增加輔助變壓器和輔助半橋，可以實(shí)現(xiàn)對(duì)電壓增益的調(diào)節(jié)功能，同時(shí)實(shí)現(xiàn)了開關(guān)管和二極管的軟開關(guān)。本文詳細(xì)分析了變換器的工作原理和諧振過程，基于諧振過程等效電路得出了諧振腔諧振狀態(tài)平面軌跡圖，進(jìn)而得到電壓增益和移相角的對(duì)應(yīng)關(guān)系。在此基礎(chǔ)上明確了諧振電容、勵(lì)磁電感等參數(shù)的設(shè)計(jì)方法。變換器能夠?qū)崿F(xiàn)一次側(cè)開關(guān)管的零電壓開通和準(zhǔn)零電流關(guān)斷，以及二次側(cè)輔助半橋開關(guān)管的零電壓開通。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了變換器的電壓調(diào)節(jié)能力和開關(guān)管的軟開關(guān)能力，驗(yàn)證了引入輔助變壓器和輔助開關(guān)所帶來的優(yōu)勢(shì)。該拓?fù)淠軌蜉^好地滿足直流配電網(wǎng)等應(yīng)用場(chǎng)景對(duì)電壓調(diào)控和效率的需求。下一步的研究，可探討在大功率應(yīng)用場(chǎng)景下拓?fù)涞墓β拭芏鹊奶嵘?/p>

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