李國金，唐江勃，南敬昌

(遼寧工程技術(shù)大學(xué) 電子與信息工程學(xué)院，遼寧 葫蘆島 125105)

自 2002 年美國聯(lián)邦通信委員會(Federal Communications Commission，F(xiàn)CC)將超寬帶頻段用于商業(yè)，超寬帶(Ultra-Wideband，UWB)無線產(chǎn)品便開始了飛速發(fā)展[1-2]。而超寬帶系統(tǒng)的一個重要組成部分便是超寬帶帶通濾波器(Band Pass Filter，BPF)。由于規(guī)定的頻帶范圍內(nèi)包括一些已經(jīng)在無線通信中得到應(yīng)用的頻段，如5.2 GHz 附近的無線局域網(wǎng)(WLAN)信號[3]、8 GHz 的X 波段衛(wèi)星通信信號，它們會對超寬帶頻段造成不小的影響[4]。因此設(shè)計具有超寬帶、高抑制性能和緊湊性的濾波器仍然是一個具有挑戰(zhàn)性的工作。

近年來，超寬帶濾波器的設(shè)計方法在不斷創(chuàng)新。其中，比較早的一種方法是將高通濾波器與低通濾波器進(jìn)行級聯(lián)來產(chǎn)生通帶[5]，這樣的設(shè)計較為簡單，但濾波器尺寸偏大且通帶特性并不理想。通過設(shè)計新型的多模諧振器(Multiple-Mode Resonator，MMR)來構(gòu)建所需的通帶是一種有效的設(shè)計方式[6-8]。如矩形環(huán)諧振器[7]，該結(jié)構(gòu)利用阻抗不同的傳輸線首尾相連構(gòu)建超寬帶濾波器，帶寬較大但通帶特性一般。文獻(xiàn)[8] 提出了“工字形”多模諧振器，靠平行耦合的形式來產(chǎn)生傳輸零點(diǎn)，但該方式插入損耗偏大且通帶特性不理想。目前使用較多的方法還包括在MMR 上加載枝節(jié)或者耦合多模諧振器。例如，在傳統(tǒng)階躍阻抗諧振器上增加E 型諧振器的方式來實現(xiàn)陷波[9]，或?qū)蓚€E 型諧振器耦合來實現(xiàn)所需通帶[10]，但這樣設(shè)計會使整體尺寸偏大，于是通過研究缺陷地面結(jié)構(gòu)(Defected Ground Structure，DGS)來減少尺寸。文獻(xiàn)[11]通過刻蝕微帶線實現(xiàn)了三個阻帶，使其擁有較好的陷波特性。文獻(xiàn)[12]利用4 個E 型缺陷地結(jié)構(gòu)來提高帶外抑制，使BPF 邊帶衰減達(dá)到了20 dB，性能比較理想。

基于上述研究，本文提出了一種基于缺陷地面結(jié)構(gòu)的超寬帶濾波器。該結(jié)構(gòu)通過加載內(nèi)嵌枝節(jié)和折疊枝節(jié)的方式構(gòu)建了兩個陷波帶，并根據(jù)仿真結(jié)果增加不對稱倒T 型枝節(jié)來加深陷波深度。在此基礎(chǔ)上設(shè)計了一個新型DGS 結(jié)構(gòu)，通過調(diào)整尺寸達(dá)到改善陷波深度和帶外抑制的目的，經(jīng)測試結(jié)果吻合較好。

1 超寬帶濾波器理論

在設(shè)計微帶濾波器時，諧振器可以通過對諧振頻率的選擇來形成濾波器所需帶寬。本文的超寬帶濾波器通過多模諧振器(MMR)與I/O 饋線耦合來實現(xiàn)。圖1 所示為采用的階躍阻抗諧振器(Stepped Impendence Resonators，SIR)結(jié)構(gòu)。Z1、Z2表示傳輸線阻抗(Z1＜Z2)，θ1、θ2表示不同的電長度。

圖1 1/2 波長型SIR 結(jié)構(gòu)Fig.1 SIR structure of 1/2 wavelength

在開路端來看，該結(jié)構(gòu)輸入導(dǎo)納表示為[13]:

式中:Rz為阻抗比，Rz=Z2/Z1=tanθ1=tanθ2?？傠婇L度θT=θ1+θ2=θ1+arctan(Rz/tanθ1)。研究過程還需考慮高階雜散頻率對通帶的影響。將基本諧振頻率與其他高階雜散諧振頻率分別用f0、f1、f2、f3表示，對應(yīng)的電長度用θ0、θ1、θ2、θ3表示。當(dāng)Yin=0 時發(fā)生諧振，此時:

于是可以求出該結(jié)構(gòu)諧振頻率比值隨阻抗比Rz的變化曲線，如圖2 所示。從圖2 可以得到諧振頻率比與阻抗比的變化規(guī)律，當(dāng)阻抗比增大時，諧振頻率比值隨之減小且變化速度變緩。因此，可以通過改變阻抗比的大小來調(diào)整諧振頻率的分布。

圖2 諧振頻率比隨諧振器阻抗比變化曲線圖Fig.2 Curves of resonant frequency ratio changing with resonator impedance ratio

通過上述分析可知，可以通過進(jìn)一步調(diào)整諧振頻率的分布來改變MMR 通帶范圍，超寬帶濾波器結(jié)構(gòu)如圖3 所示[14]。該結(jié)構(gòu)由MMR 與λ/4 微帶線通過對稱耦合來構(gòu)造，調(diào)節(jié)阻抗比使諧振頻率均勻地分布在通帶范圍內(nèi)，利用仿真軟件HFSS 15.0 進(jìn)行仿真優(yōu)化。超寬帶濾波器S參數(shù)仿真曲線如圖4 所示，通帶范圍在3.06～12.02 GHz，相對帶寬為118.8%，回波損耗S11在-10 dB 以下，通帶插入損耗S21在0.5 dB 以內(nèi)。

圖3 超寬帶濾波器結(jié)構(gòu)圖Fig.3 Structure diagram of ultra-wideband bandpass filter

圖4 超寬帶濾波器S 參數(shù)仿真曲線圖Fig.4 Simulation curves of S parameter of ultra-wideband filter

2 陷波特性設(shè)計

2.1 加載枝節(jié)

陷波的設(shè)計方法包括加載多模諧振器、耦合微帶線枝節(jié)、引入DGS 等。其中在濾波器上加載多模諧振器增加了基板尺寸，不利于結(jié)構(gòu)的小型化。本文通過加載內(nèi)嵌枝節(jié)和折疊枝節(jié)的方式構(gòu)建了兩個陷波帶，雙陷波超寬帶濾波器結(jié)構(gòu)圖如圖5 所示。

圖5 雙陷波超寬帶濾波器結(jié)構(gòu)圖Fig.5 Structure of the double notch ultra-wideband filter

在上述設(shè)計的濾波器基礎(chǔ)上內(nèi)嵌枝節(jié)可以形成一個陷波，內(nèi)嵌枝節(jié)長度L4會影響陷波的頻率，仿真結(jié)果如圖6 所示。由圖6 可知，當(dāng)L4逐漸增大時，陷波頻率會向低頻發(fā)生偏移，而當(dāng)L4為4 mm 時，會在8 GHz 處產(chǎn)生一個深度為-9 dB 的陷波。

圖6 內(nèi)嵌枝節(jié)長度對陷波影響Fig.6 The effect of embedded branch length on trapped waves

在下方加載折疊的開路枝節(jié)可以在5.3 GHz 處產(chǎn)生一個-18 dB 的陷波，從而有效抑制WLAN 信號頻段的影響，雙陷波濾波器S參數(shù)仿真曲線如圖7 所示。

圖7 雙陷波濾波器S 參數(shù)仿真曲線圖Fig.7 Simulation curve of S parameter of double notch ultra-wideband filter

加載內(nèi)嵌枝節(jié)和折疊枝節(jié)后雖然形成了兩個陷波，但8 GHz 處陷波深度不足。于是通過在諧振器兩側(cè)加載不對稱倒T 型枝節(jié)來加深8 GHz 處的陷波深度，加入倒T 型枝節(jié)后超寬帶濾波器結(jié)構(gòu)如圖8 所示。

圖8 加入倒T 型枝節(jié)后超寬帶濾波器結(jié)構(gòu)圖Fig.8 Structure of the ultra-wideband filter after the addition of the inverted T-branch

加載倒T 型枝節(jié)后，對該結(jié)構(gòu)參數(shù)進(jìn)行調(diào)整。可以發(fā)現(xiàn)，T 型枝節(jié)兩側(cè)寬度W8、W9對諧振頻率的位置有所影響。通過仿真優(yōu)化，當(dāng)左側(cè)T 型枝節(jié)的長度L8和寬度W8分別為0.8 mm 和0.53 mm，右側(cè)T 型枝節(jié)長度L9和寬度W9分別為0.8 mm 和0.57 mm 時，可以產(chǎn)生雙陷波并加深8 GHz 處的陷波深度。加入倒T 型枝節(jié)后超寬帶濾波器S21仿真曲線如圖9 所示，超寬帶濾波器在兩個陷波帶的陷波深度分別為-18 dB 和-44 dB，有效地增加了陷波的深度。

圖9 加入倒T 型枝節(jié)后超寬帶濾波器S21仿真曲線圖Fig.9 Simulation curve of S21 of the ultra-wideband filter after the addition of the inverted T-branch

2.2 DGS 設(shè)計與分析

由仿真結(jié)果可以看出，上述所設(shè)計的超寬帶濾波器在部分阻帶的抑制效果不太理想。為了改善濾波器的性能，并保證小型化，使用了DGS 結(jié)構(gòu)。該結(jié)構(gòu)是通過在金屬接地上刻蝕影響電流路徑的缺陷結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)的。本文設(shè)計了一種新型的DGS 結(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)能夠在8 GHz 處和帶外抑制處產(chǎn)生額外的傳輸零點(diǎn)，如圖10 所示為DGS 的結(jié)構(gòu)圖。

圖10 DGS 結(jié)構(gòu)圖Fig.10 DGS structure diagram

L13對缺陷頻率的影響如圖11 所示。當(dāng)改變該結(jié)構(gòu)右下角的槽線長度L13時，可以改變陷波頻率的個數(shù)。當(dāng)槽線長度L13超過0.8 mm 時，產(chǎn)生了三個傳輸零點(diǎn)。

圖11 L13對缺陷頻率的影響Fig.11 The effect of L13 on the notch frequency

W12對缺陷頻率的影響如圖12 所示。當(dāng)W12長度為0.5 mm 時，陷波頻率為8，12.7 和14.7 GHz，在改善濾波器的帶外抑制性能的同時加深了8 GHz 處的陷波深度，當(dāng)W12逐漸增大時，所有陷波頻率會向高頻發(fā)生偏移。

3 實物測試

通過仿真優(yōu)化，確定了超寬帶濾波器的總體設(shè)計參數(shù)，優(yōu)化后的UWB 濾波器最終尺寸如表1 所示。

超寬帶濾波器采用介質(zhì)基板Rogers RT/duroid 6010/6010 LM，基板厚度為1.27 mm，相對介電常數(shù)為10.2，微帶線厚度為0.035 mm，雙陷波超寬帶濾波器S參數(shù)仿真結(jié)果如圖13 所示。該超寬帶濾波器的通頻帶為2.8～11.4 GHz，通帶內(nèi)波紋較小，相對比較平坦，中心頻率為7.1 GHz，相對帶寬為121%，通帶插入損耗小于2 dB，回波損耗大于10 dB。在5.3 GHz處有18 dB 的衰減，在8 GHz 處有57 dB 的衰減。兩側(cè)的帶外抑制為26 dB 和57 dB，尺寸也達(dá)到了16.8mm×5 mm。

圖13 雙陷波超寬帶濾波器S 參數(shù)仿真曲線圖Fig.13 Simulation curves of S parameter of dual notch ultra-wideband filter

圖14 是根據(jù)設(shè)計所制作的濾波器實物圖，使用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀Agilent N5247A 對其進(jìn)行測試，濾波器實測與仿真結(jié)果對比如圖15 所示。從圖15 能夠看出，實際測試結(jié)果與仿真曲線基本吻合，但仍有一些誤差。導(dǎo)致這種誤差的原因有以下幾點(diǎn):首先在實物制作過程中精度可能沒有達(dá)到仿真標(biāo)準(zhǔn);其次，焊接過程也會影響濾波器性能;在使用儀器進(jìn)行測試時的環(huán)境也會改變最后的結(jié)果，因此要盡力減少人為誤差。

圖14 超寬帶濾波器實物圖Fig.14 Physical map of the ultra-wideband filter

圖15 濾波器實測與仿真結(jié)果對比Fig.15 Comparison of measured and simulated results of filters

表2 是本文設(shè)計的濾波器與其他已報道濾波器參數(shù)的對比。與近幾年其他的超寬帶濾波器相比，本文設(shè)計的濾波器擁有更深的陷波和較小的尺寸。同時，設(shè)計過程采用微帶線結(jié)構(gòu)，更易于電路系統(tǒng)的集成。目前，陷波性能和帶外抑制性能良好的微帶超寬帶濾波器更適應(yīng)于濾波器的發(fā)展。

表2 與已報道的寬帶帶通濾波器的比較Tab.2 Comparison with roported wideband bandpass filter

4 結(jié)論

本文設(shè)計、仿真并制作了一個緊湊型超寬帶濾波器，通過在階躍阻抗諧振器上加載內(nèi)嵌枝節(jié)、折疊枝節(jié)和倒T 型枝節(jié)的方式來實現(xiàn)帶陷波的超寬帶濾波器，并設(shè)計新型DGS 來提高陷波帶深度以改善帶外抑制特性。經(jīng)測試，該雙陷波超寬帶濾波器能夠在5.3 GHz 和8 GHz 兩處實現(xiàn)較深的陷波，抑制無線局域網(wǎng)頻段和X 衛(wèi)星頻段的信號。該濾波器尺寸較小且仿真曲線與實測較為吻合，證實了設(shè)計的可靠性。