摘要：為應(yīng)對全球氣候變暖，響應(yīng)碳中和目標的號召，近幾年新能源發(fā)電裝機容量快速增長。清潔能源存在周期性的變化，而儲能系統(tǒng)能夠?qū)崿F(xiàn)“削峰填谷”，但相關(guān)儲能電池設(shè)備在出廠前需要進行大量測試。能饋型直流電子負載能進行負載功能模擬，并將能量回饋電網(wǎng)，因而得到了廣泛關(guān)注。為了優(yōu)化電子負載中SiC MOSFET器件的驅(qū)動，設(shè)計了一種驅(qū)動電阻可變的方案，隨著柵極電壓上升，通過模擬電路控制增大驅(qū)動電阻，有效抑制了驅(qū)動電壓超調(diào)，提高了可靠性。為了提高電子負載的并網(wǎng)電流質(zhì)量，針對T型三電平逆變器，分析了輸入均壓環(huán)路對并網(wǎng)電流總諧波失真（Total Harmonic Distortion，THD）的影響，提出了一種均壓環(huán)陷波控制策略。通過實驗觀測了電容壓差的紋波，驗證了分析的正確性;測試了并網(wǎng)電流THD，驗證了所提控制策略的可行性。

關(guān)鍵詞：能饋型直流電子負載;SiC MOSFET驅(qū)動;并網(wǎng)控制;均壓環(huán)陷波

中圖分類號：TM461? 文獻標志碼：A? 文章編號：1671-0797（2022）05-0001-08

DOI：10.19514/j.cnki.cn32-1628/tm.2022.05.001

引言

當前，新能源發(fā)電裝機容量快速增長，而用于儲能系統(tǒng)的電池在出廠前需要進行大量充放電測試。電阻箱僅能模擬電阻負載，且電阻不能連續(xù)可調(diào)。能耗型電子負載為了散熱，需集成大量風扇，其體積、重量、噪聲都較大。能饋型電子負載既能通過控制流過功率器件的電流實現(xiàn)負載模擬，完成各類測試，同時還能夠通過逆變器將能量回饋到電網(wǎng)中，大大提高能源利用率，降低測試過程中的碳排放。

文獻[1]提出了Cuk+逆變的結(jié)構(gòu)，前級Cuk模擬負載控制電流，后級逆變實現(xiàn)并網(wǎng)，結(jié)構(gòu)簡單，效率高，實現(xiàn)了兩級式能饋型電子負載。文獻[2]加入移相全橋，實現(xiàn)高頻電氣隔離，但負載較輕時，變壓器原邊漏感提供的能量不能實現(xiàn)零電壓開通（Zero Voltage Switching，ZVS），副邊二極管不能零電流關(guān)斷（Zero Current Switching，ZCS）。

針對電子負載DC-AC部分，T型逆變器最早由Conergy公司的P. Knaup在2007年以專利形式提出[3]。相較于其他三電平逆變器，T型逆變器減少了鉗位二極管、分壓電容的使用，功率密度有極大提升;但上下半周的器件參數(shù)不完全一致，電網(wǎng)波動等因素都會導(dǎo)致輸入電壓不均，使逆變器輸出低次諧波，且輸入側(cè)電容電壓波動大，縮短了逆變器的使用壽命。

文獻[4]針對一種電流控制型半橋三電平變換器，提出了一種電壓平衡控制方案，但該方案需要額外增加一個變壓器和兩個二極管。文獻[5]研究了中點電流與注入的零序電壓的關(guān)系，提出了兩種電位平衡算法——搜索優(yōu)化法和插值法;文獻[6]分析了中點電位波動情況，分扇區(qū)研究了電壓平衡控制原理，文獻[5]和[6]主要是針對三相逆變器。文獻[7]分析了電流控制型三電平半橋逆變器的中點電位不平衡機理，從控制電感電流初始角度和采用準PR調(diào)節(jié)的角度，改善均壓。

因此，本文需要設(shè)計一種控制方案，一方面實現(xiàn)T型三電平逆變器中點電位平衡，另一方面分析該控制方案與并網(wǎng)電流諧波的關(guān)系，以避免在控制均壓的同時額外引入諧波。

第三代寬禁帶半導(dǎo)體SiC器件擁有更高的禁帶寬度，能夠承受更高的電壓導(dǎo)通電阻，寄生電容較小，有利于減小導(dǎo)通、開關(guān)損耗，提高開關(guān)速度[8-9]，但提高開關(guān)速度的同時，會出現(xiàn)驅(qū)動電壓存在過沖和振蕩的問題，可能導(dǎo)致器件損壞[10]。文獻[11]提出通過閉環(huán)控制門極電流大小，從而控制驅(qū)動電壓、電流變化率，引入了延時補償，但難以應(yīng)用于開關(guān)頻率較高的場合。文獻[12]分析了SiC MOSFET模塊對驅(qū)動電路的特殊要求，通過實驗研究了不同驅(qū)動電阻對開關(guān)特性的影響，實驗表明，驅(qū)動電阻越小，柵極電壓過沖及振蕩越大。文獻[13]為了抑制柵極電壓的振蕩，在柵源極間并聯(lián)電容，對抑制振蕩有效果，但額外的電容導(dǎo)致柵源間電荷增大，開關(guān)時間變長，損耗增大。文獻[14]在關(guān)斷時通過晶體管將柵極連接到負電源，從而抑制柵極電壓振蕩，但SiC器件負壓通?？蛇x范圍較小。

1? ? 三級式能饋型電子負載拓撲

表1給出了電子負載的設(shè)計指標要求，即輸入電壓范圍寬、功率大，效率和THD要求高，且需要高頻隔離。

本文提出了一種三級式能饋型電子負載，如圖1所示。前級BOOST電路應(yīng)對寬輸入電壓范圍，將低電壓升高以符合并網(wǎng)要求，并控制輸入電流，模擬負載功能。LLC-DCX工作在固定頻率，能夠?qū)崿F(xiàn)原邊開關(guān)管ZVS與副邊二極管ZCS，實現(xiàn)高效率和高頻隔離。后級母線Vbus2電壓較高，為了降低器件應(yīng)力，并提高并網(wǎng)質(zhì)量，選用T型三電平逆變器。

由于T型逆變器工作頻率為15 kHz，且并網(wǎng)電流較大，選用IGBT器件，其在大電流時有較低的導(dǎo)通壓降，能有效降低逆變器的損耗，提高并網(wǎng)效率。

為了減小DC-DC變換器中磁性元件的體積以提高功率密度，前級選用高開關(guān)頻率。BOOST工作頻率為150 kHz，LLC-DCX工作頻率為250 kHz。第三代寬禁帶半導(dǎo)體SiC器件擁有更高的禁帶寬度，能承受更高的電壓，輻照可靠性更高，導(dǎo)通電阻、寄生電容較小，有利于減小導(dǎo)通、開關(guān)損耗，提高開關(guān)速度，因此BOOST和LLC-DCX變換器中均選用SiC MOSFET器件。

2? ? 基于可變電阻抑制超調(diào)的SiC驅(qū)動設(shè)計

2.1? ? 驅(qū)動回路拓撲與開通過程

本節(jié)以SiC MOSFET驅(qū)動為例，提出了一種變驅(qū)動電阻抑制超調(diào)的驅(qū)動方案。驅(qū)動硬件電路如圖2（a）所示，其中Vgs為驅(qū)動電源，Rg為外接驅(qū)動電阻，Lg為回路感抗，Rg （int）為SiC器件內(nèi)部柵極電阻，CGS、CGD、CDS分別為柵源、柵漏、漏源間寄生結(jié)電容，D為寄生等效反并二極管。SiC器件的開通過程如圖2（b）所示，開通前驅(qū)動電壓為負壓Vgs-，當vGS>Vgs （th）時，漏源電流iDS開始上升，之后vGS達到米勒平臺電壓Vmiller，結(jié)電容CGD開始放電，vDS下降，此時vGS保持不變，在vDS下降到0后，米勒平臺結(jié)束，vGS繼續(xù)上升至驅(qū)動電壓Vgs+。

2.2? ? 所提變電阻驅(qū)動設(shè)計方案

根據(jù)引言中的分析，若驅(qū)動電阻Rg較大，則驅(qū)動電流小，開關(guān)時間長，損耗大;若Rg較小，則vGS過沖大，引起的振蕩幅度也較大，不僅會增加器件的開關(guān)損耗，加劇電磁干擾，還可能導(dǎo)致器件誤動作，而驅(qū)動電壓超過閾值，易引起器件損壞。這使得驅(qū)動電阻設(shè)計需要折衷考慮，存在難度。

SiC MOSFET理想開通過程為：vGS較小時，選用小驅(qū)動電阻，縮短充電時間;vGS較大時，選用大驅(qū)動電阻，抑制電壓的超調(diào)與振蕩。據(jù)此，本文設(shè)計了一種變電阻的驅(qū)動方案，其電路圖如圖3所示。

由于數(shù)字控制的計算存在延遲，高頻開關(guān)時，微小的延遲都將導(dǎo)致控制錯誤，因此該方案全部采用模擬控制，以保證控制的及時性?？刂齐娐分饕杀容^器與放大器組成。其中，V1_ref設(shè)定為Vgs （th），V2_ref設(shè)定為Vmiller;R1、R2為驅(qū)動電壓的采樣電阻，設(shè)計為10 kΩ;R1_f、R1_a、R2_f、R2_a為放大器外圍電阻，其中R1_f、R2_f取1 Ω，R1_a、R2_a取19 Ω。比較器輸出的電壓為1 V，則驅(qū)動電壓VS1、VS2為：

驅(qū)動電阻Ron、R1_on、R2_on都取10 Ω。從圖中可以看出，開通過程中，當vGSVmiller時，S1、S2均關(guān)斷，驅(qū)動電阻增大到10 Ω，有利于抑制電壓超調(diào)與振蕩。

3? ? 所提均壓環(huán)陷波控制策略

3.1? ? 中點電位平衡控制策略分析

將圖1中T型三電平逆變器部分單獨畫在本節(jié)，如圖4所示。

針對硬件控制額外增加電路的問題，通常采用軟件控制，這里介紹常用的兩種，并選取適合的方案。一種方案是將直流分量前饋的控制策略，如圖5（a）所示，將調(diào)制波vm的直流分量vm （avg）前饋。為了濾除高頻分量，在反饋通路中加入低通濾波器GLf（s）。假定vm （avg）=-kd（Vc1-Vc2），那么ig跟蹤的實際電流參考值為iref+k（Vc1-Vc2），其中含有與電容壓差同向的直流分量，能夠?qū)崿F(xiàn)均壓。另一種方案是增加電容壓差均壓環(huán)，控制框圖如圖5（b）所示，將參考值kd（Vc1-Vc2）直接疊加到電流控制中。

第一種前饋控制策略，對補償器的運算精度、濾波效果有較高的要求，會影響均壓精度;第二種控制策略通過采樣直接控制，均壓的可靠性高，且控制環(huán)節(jié)處于電流控制環(huán)路之外，實現(xiàn)了解耦，極大地方便了環(huán)路的設(shè)計。因此，本文選用第二種方案，即增加均壓環(huán)的控制方案。

3.2? ? 電容壓差紋波分析

所選電容壓差均壓環(huán)控制方案能夠有效實現(xiàn)中點電位平衡，解決直流分量不均的問題，但同時也會引入紋波，導(dǎo)致并網(wǎng)電流THD變差，下面依據(jù)變換器工作模態(tài)分析紋波情況。圖6給出了三電平逆變器的4種工作模態(tài)。

圖6（a）是正半周期的正向充電模態(tài)，此時S1開通，S2、S3關(guān)斷，前級通過正向的并網(wǎng)電流向網(wǎng)側(cè)傳遞能量。該過程中，S4導(dǎo)通，使下一個模態(tài)，S4能夠零電壓開通。橋臂中點電位為+0.5Vbus2，開關(guān)管S2耐壓為Vbus2，S3耐壓為0.5Vbus2。若此時S4不導(dǎo)通，可以與S3共同承擔電壓，使耐壓各為0.25Vbus2，但會增加開通損耗，降低并網(wǎng)效率。

該模態(tài)中，續(xù)流管S3、S4不流經(jīng)電流，依據(jù)中點O的KCL可以得到：

圖6（b）是正半周期的正向續(xù)流模態(tài)，S4導(dǎo)通，S1、S2關(guān)斷，此時電流流過S4和S3的反并二極管。橋臂中點電位為0，開關(guān)管S1、S2耐壓為0.5Vbus2。

此時由于并網(wǎng)電流ig通過續(xù)流管S3、S4續(xù)流，可以得到：

圖6（c）是負半周期的反向充電模態(tài)，S2開通，S1、S4關(guān)斷，前級功率通過反向的并網(wǎng)電流向網(wǎng)側(cè)傳遞能量。該狀態(tài)與圖6（a）類似，續(xù)流管S3、S4不流經(jīng)電流，依據(jù)中點O的KCL定律，并網(wǎng)電流注入中點，得到：

圖6（d）是負半周期的反向續(xù)流狀態(tài)，S3開通，S1、S2關(guān)斷，正向電流通過S3和S4的反并二極管續(xù)流，此時橋臂中點電位為0。

該狀態(tài)與圖6（b）類似，此時由于并網(wǎng)電流ig通過續(xù)流管S3、S4續(xù)流，可以得到：

由式（3）至式（6）得到，在圖6（a）（c）模態(tài)，即S1、S2導(dǎo)通的正、反向充電模態(tài)，并網(wǎng)電流ig注入中點，影響中點電位平衡。在圖6（b）（d）模態(tài)，即S1、S2關(guān)斷的正、反向續(xù)流模態(tài)，并網(wǎng)電流ig經(jīng)過S3、S4續(xù)流，不影響中點電位平衡。

由于調(diào)制頻率為15 kHz，遠高于基波工頻50 Hz，在計算中，可以用連續(xù)的積分近似離散化控制結(jié)果。設(shè)并網(wǎng)電流為：

其中Ig為并網(wǎng)電流有效值，得到電容壓差的紋波Vd_ripple（t）為：

其中電容壓差Vd=Vc1-Vc2，2Vg|sin ωg|/Vbus2為S1、S2在t時刻的近似占空比，（2Vg|sin ωg|/Vbus2）dt為S1、S2在時間微分dt內(nèi)的導(dǎo)通時間。

由于ig為50 Hz的工頻量，存在正負半周，將|sin ωg|絕對值去掉，分別對正負半周積分。假定t0為ig正向過零點，則積分結(jié)果為：

其中Tg=2π/ωg，為并網(wǎng)電流周期。

由于電容壓差Vd不存在直流分量，初始值Vd_ripple（t0）為：

顯然，該紋波Vd_ripple（t）由兩個部分組成，一部分是線性變化量，另一部分是正弦交流量。分別繪制兩個部分Vd_ripple1（t）、Vd_ripple2（t）及總的Vd_ripple（t）波形如圖7所示。

從圖7中可以看出，線性分量Vd_ripple1（t）和正弦分量Vd_ripple2（t）均為50 Hz，總的電容壓差紋波Vd_ripple（t）也是50 Hz，但相位超前于并網(wǎng)電流90°。

為了量化分析，將Ig=10 A，C1=2.34 mF，ωg=100π，Tg=20 ms代入式（9），繪制電容壓差紋波，如圖8所示。觀察到并入220 V交流電網(wǎng)，并網(wǎng)功率Po=2.2 kW時，電容壓差紋波最大為12 V，峰峰值為24 V。

由圖5（b）所示的均壓環(huán)控制方案，該50 Hz的紋波分量將隨著均壓環(huán)疊加在并網(wǎng)電流的參考中，雖然頻率相同，但相位超前90°，導(dǎo)致并網(wǎng)電流諧波增大，降低并網(wǎng)質(zhì)量。

3.3? ? 所提均壓環(huán)陷波控制策略

由于50 Hz頻率不高，低通濾波器難以兼顧低頻高增益與50 Hz處的低增益，本文設(shè)計50 Hz陷波器，針對這一特定頻率進行過濾。該50 Hz陷波器的伯德圖如圖9所示，可以看出其極大地降低了50 Hz處的增益，而不影響其他頻率，既能有效實現(xiàn)電容電壓直流分量均衡，又能避免該方案引入的諧波。

對于該50 Hz陷波器的設(shè)計，由于逆變器為離散控制，需要進行離散化分析。采用雙線性變換，將連續(xù)的傳遞函數(shù)轉(zhuǎn)換成離散狀態(tài)，將連續(xù)頻率響應(yīng)中每一點映射到離散響應(yīng)中所對應(yīng)的點。其主要公式為：

陷波器的傳遞函數(shù)為：

式中：ωn0為陷波中心點角頻率;ωnb為陷波中心點帶寬。

將式（12）代入式（11），得到Z域傳遞函數(shù)為：

將Z域傳遞函數(shù)寫入程序，得到：

4? ? 實驗結(jié)果與分析

4.1? ? 樣機情況

為驗證所提SiC MOSFET變電阻驅(qū)動方案及逆變器均壓環(huán)陷波控制策略，在實驗室搭建了輸入電壓150～750 V、額定功率5 kW的能饋型直流電子負載實驗樣機，照片如圖10所示。圖10（a）是DC-DC功率電路，圖10（b）是DC-AC功率電路，為合理利用機箱空間，將LLC-DCX的變壓器與原邊開關(guān)管設(shè)計在DC-DC級，將副邊整流橋設(shè)計在DC-AC級。

4.2? ? 電容壓差紋波波形實驗驗證

為驗證3.2節(jié)中對逆變器均壓環(huán)電容壓差Vd紋波Vd_ripple的分析，對單模塊三級式電子負載進行實驗，觀測了逆變器母線上電壓紋波的情況，如圖11所示。電子負載直流側(cè)輸入電壓為400 V，輸入電流為5 A，總輸入功率為2 kW。

Vg是逆變器并網(wǎng)電壓，為220 V、50 Hz的工頻量。Vbus2_ripple是逆變器側(cè)母線電壓Vbus2的紋波，為100 Hz，Vd_ripple即電容壓差的紋波情況。通過分別觀測電容電壓Vc1和Vc2，用示波器作差功能得到Vd?？梢杂^察到，Vd_ripple與并網(wǎng)電壓Vg同頻，相位超前約90°，紋波最大約為20 V，峰峰值約40 V。頻率、相位、幅值等信息的實驗結(jié)果與3.2節(jié)理論分析基本一致。

4.3? ? 所提均壓環(huán)陷波控制策略實驗驗證

為驗證3.3節(jié)所提T型三電平逆變器均壓環(huán)陷波控制策略，對應(yīng)用該策略前后的并網(wǎng)電流THD進行測試與對比。在逆變器輸出側(cè)串接功率分析儀，以讀取電流THD數(shù)值。

以輸入功率3 kW為例進行實驗，測試結(jié)果如圖12所示，輸入端電壓、電流：Vin=500 V，Iin=6 A。圖（a）為優(yōu)化前的諧波分析，并網(wǎng)電流THD為3.119%;圖（b）為應(yīng)用所提控制策略優(yōu)化后的諧波分析，并網(wǎng)電流THD為2.793%。

進一步測試各功率點，結(jié)果匯總?cè)绫?所示。從表中可以看出，應(yīng)用所提均壓環(huán)陷波控制策略后，THD有大幅優(yōu)化，相比未采用該策略，THD最大同比減小達10.45%，極大地改善了并網(wǎng)電流質(zhì)量，驗證了所提方案的有效性。

5? ? 結(jié)語

本文基于三級式能饋型直流電子負載，在保證SiC MOSFET開關(guān)速度的前提下，為抑制驅(qū)動電壓超調(diào)，提出了一種變電阻驅(qū)動方案，提高了驅(qū)動可靠性。為了提高三級式拓撲中T型三電平逆變器的并網(wǎng)電流質(zhì)量，分析了中點電位平衡方案以及所應(yīng)用的電容壓差均壓環(huán)對并網(wǎng)電流諧波的影響，提出了一種均壓環(huán)陷波控制策略，設(shè)計了陷波頻率為50 Hz的陷波器。實驗觀測了T型三電平逆變器均壓環(huán)電容壓差紋波波形，并測得采用所提均壓環(huán)陷波控制策略前后并網(wǎng)電流THD，同比優(yōu)化前最大降低了10.45%。

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收稿日期：2021-11-18

作者簡介：石偉杰（1997—），男，江蘇南通人，碩士研究生，研究方向：寬禁帶器件電力電子變換技術(shù)、逆變器并網(wǎng)。