馬若冰，艾俊強，崔 力，張 揚

(航空工業(yè)第一飛機設計研究院，西安 710089)

0 引 言

現(xiàn)代軍用飛機逐漸重視低雷達散射截面(Radar Cross Section，RCS)技術。飛機上的各個部件產(chǎn)生的散射強度不同：進氣道、雷達天線艙、座艙為傳統(tǒng)三大強散射源，而機身上的縫隙、口蓋、臺階、緊固件等屬于次散射源。經(jīng)過數(shù)十年的研究，強散射源產(chǎn)生的散射已經(jīng)可以通過外形隱身設計、吸波結(jié)構(gòu)及材料應用等手段得到有效的抑制。隨著強散射源的作用減弱，全機散射量級降低，此時次散射源對全機散射的貢獻會相對增加[1-2]。為進一步降低全機RCS，必須對次散射源進行處理。飛機操縱舵面與安定面形成的縫隙就是一類典型次散射源。

目前的公開文獻很少涉及飛機舵面縫隙散射機理研究。文獻[3]研究了鴨翼對鴨式布局全機隱身性能的影響，通過全尺寸部件模型試驗揭示了鴨翼的側(cè)向縫散射在高頻下對整機隱身性能構(gòu)成較大影響。除此之外，更多已發(fā)表的文獻對縫隙散射的研究主要以蒙皮對縫和口蓋縫隙等為對象[4-7]。飛行器前向區(qū)域的隱身能力最為重要[8]，因此，有必要研究舵面縫隙在前向角域的電磁散射特性。

飛機頭向±30°區(qū)域一般為重要雷達威脅角域，本文重點關注該角域的舵面縫隙散射?？紤]到全機在該角域內(nèi)散射源眾多，為了避免其他部件散射的影響，提取舵面縫隙設計專用低散射載體，通過對比有無縫隙來研究其散射特性。

1 數(shù)值方法

1.1 幾何建模及坐標軸定義

為了使研究不失一般性，選取對稱薄翼型構(gòu)建梯形機翼段，舵面弦長選取為25%平均氣動弦長。舵面轉(zhuǎn)軸與機翼后緣平行，舵面可以上下偏轉(zhuǎn)，在機翼上形成前端、兩側(cè)共三條縫隙，并將縫隙簡化為貫通直縫。由于機翼本身在飛機頭向±30°有一定散射貢獻，為了單獨研究舵面縫隙，舵面從機翼段中取出，并依據(jù)其外形特點設計前向低散射載體。

文獻[4-7]為蒙皮縫隙與臺階的散射研究設計了低散射載體，文獻[9-10]為傾斜雙垂尾和埋入式腔體設計了不同載體，但這些載體結(jié)構(gòu)與舵面存在較大差異，因此舵面縫隙的研究需要設計專用載體。

載體設計基于舵面后緣幾何外形，平面形狀采用類三角形，前端收尖，前緣后掠角選擇大于30°并且圓弧過渡到后緣，舵面?zhèn)让婧颓岸私財嗵庍M行外形光滑過渡。為了消除兩側(cè)縫隙對前端縫隙散射的影響，只保留前端縫隙進行研究。前端縫隙為貫通縫隙，即縫隙貫穿了載體上下表面。處理過程和載體幾何外形均如圖1所示。

(a)模型構(gòu)建過程示意圖

定義電磁波在水平面內(nèi)從x方向垂直縫隙照射時方位角為0°，從y方向平行縫隙照射時方位角為90°，如圖1(b)所示。定義電場方向水平時為水平極化(Horizontal Polarization,HH)，電場方向垂直于水平面時為垂直極化(Vertial Polarization,VV)。

1.2 計算方法

本文載體模型可視為金屬散射體，選擇混合場積分方程(Combined Field Integral Equation,CFIE)，它是表面電場積分方程(Electric Field Integral Equation,EFIE)和表面磁場積分方程(Magnetic Field Integral Equation,MFIE)的線性組合，能夠加快收斂速度并有效地解決處于內(nèi)諧振頻率時的穩(wěn)定性和收斂性問題。其表達式為

(1)

式中：α為組合系數(shù)，根據(jù)實際情況可選擇0～1之間的任何數(shù)。

快速多極子算法(Fast Multipole Method，F(xiàn)MM)由聚合、轉(zhuǎn)移、配置三個步驟組成。多層快速多極子算法(Multilevel Fast Multipole Method，MLFMM)將快速多極子算法進行了多層級擴展[11-12]，許多已有研究[5,7,13]表明該計算方法與微波暗室測試結(jié)果較為吻合，可用于舵面縫隙等次散射源問題的研究。

1.3 仿真參數(shù)

假設飛機以2°～3°迎角飛行，雷達距離飛機較遠，有2°～3°的仰角，則地面雷達對舵面參考平面約有5°仰角。仿真設置的計算參數(shù)和網(wǎng)格參數(shù)如表1所示。

表1 計算參數(shù)

1.4 評價方法

本文主要研究舵面縫隙前向-30°～30°角域的散射特性。在該方位角區(qū)間，0°方位角附近在VV極化條件下出現(xiàn)強RCS波峰，其他方位RCS值波動較強且不規(guī)則。引入RCS峰值、波峰寬度、均值增量三項評價指標，其定義見表2。

表2 評價指標定義

計算結(jié)果將結(jié)合RCS方位角分布曲線和三項評價指標進行綜合分析。

2 初步特性分析

首先研究舵面縫隙的極化特性。對長度為4 000 mm、寬度為20 mm的典型縫隙各頻率的HH極化和VV極化進行仿真計算。典型RCS分布曲線如圖2所示，可見縫隙在VV極化下曲線波動比HH極化更為顯著，HH極化縫隙對載體的RCS分布影響不大。

(a)2 GHz典型縫隙HH極化RCS曲線

若干頻點下兩種極化方式的±30°內(nèi)RCS均值增量見表3，可見不同頻率下舵面縫隙造成的RCS抬升量表現(xiàn)為在VV極化抬升明顯(3.33～10.72 dB)，HH極化抬升較小(小于1.6 dB)。

表3 HH極化與VV極化±30°RCS均值增量對比

基于上述分析，本文后續(xù)主要關注縫隙在VV極化的散射特性。

從RCS分布曲線可以發(fā)現(xiàn)，除了0°方位角有明顯波峰，其他角域也有明顯的散射抬升。為了驗證這種散射特性是否為貫通縫隙特有，設置槽縫與其對比。選擇兩種深度的槽縫，一種為典型蒙皮厚度和蒙皮對縫深度5 mm，另一種為本載體厚度一半左右180 mm。三種縫隙在2 GHz的RCS分布曲線如圖3所示。

(a)5 mm深縫隙VV極化RCS曲線

由圖3可見，5 mm深縫的RCS分布曲線僅在個別方位角相對干凈載體略有抬升；180 mm深縫的RCS分布曲線相對干凈載體有較明顯波動，且在50°～80°之間出現(xiàn)明顯鼓包；通縫的RCS分布曲線波動最大，在30°～80°之間形成連片波峰。

不同頻率下三種縫隙的±30°均值增量曲線如圖4所示。由圖可見，在大多數(shù)頻率下，通縫引起的均值增量高于4 dB， 5 mm縫隙和180 mm縫隙的均值增量接近，在2 dB以下。

圖4 三種深度縫隙均值增量曲線對比

可以看出，縫隙深度對散射水平的影響不是線性的。5 mm深縫、180 mm深縫和通縫依次對應電連續(xù)性較好、電連續(xù)性適中和電連續(xù)性較差。縫隙為槽縫時，縫隙越深，電連續(xù)性越差，散射越強。而縫隙貫通時，產(chǎn)生的散射比不貫通深縫隙大幅增長。因此，通縫對載體上下表面電流連續(xù)的破壞引起的散射比槽縫更強。

結(jié)合前述極化特性，本文后續(xù)關注貫通縫隙在VV極化下的典型幾何參數(shù)散射特性。

3 幾何參數(shù)敏感性分析

該部分研究典型頻率(1 GHz、3 GHz)下縫隙寬度、縫隙長度對RCS的影響規(guī)律和典型尺寸縫隙(長度為4 000 mm，寬度為20 mm)的頻率特性，對于每一項參數(shù)，建立變參數(shù)系列模型進行仿真計算。

3.1 縫隙寬度的影響

建立縫隙長度為4 000 mm、縫隙寬度分別為1 mm、2 mm、3 mm、4 mm、5 mm、10 mm、20 mm、30 mm、40 mm、50 mm的變參數(shù)模型，共10組。RCS統(tǒng)計結(jié)果見表4和圖5。

表4 1 GHz與3 GHz不同縫隙寬度RCS對比

圖5 RCS峰值隨縫隙寬度變化曲線

由表4可見，1 GHz時波峰寬度、均值增量對縫隙寬度均較敏感?？p隙寬度越大，波峰寬度越寬，±30°內(nèi)均值增量越大?？p隙寬度從1 mm增大至50 mm，波峰寬度增加5.7°，均值增量先增大后平緩，最大相差6.88 dB。3 GHz時縫隙寬度增加，波峰寬度、均值增量先增加后平緩并有一定下降。

峰值隨縫隙寬度的變化在1 GHz和3 GHz一致，如圖5所示?？p隙寬度增加，RCS峰值變大。縫隙寬度從1 mm增大至50 mm，對應1 GHz時的0.003 3λ～0.166 7λ，RCS峰值增大了5.65 dB；對應3 GHz時的0.01λ～0.5λ，RCS峰值變化更甚，增大了13.2 dB。

絕對尺寸相同的縫隙，在3 GHz對應產(chǎn)生的缺陷電尺寸更大。因此寬度相同時，3 GHz的峰值高于1 GHz，3 GHz曲線的變化范圍也大于1 GHz。

3.2 縫隙長度的影響

建立縫隙寬度為20 mm、縫隙長度分別為500 mm、1 000 mm、1 500 mm、2 000 mm、2 500 mm、3 000 mm、3 500 mm、4 000 mm、4 500 mm、5 000 mm的變參數(shù)模型，共10組。RCS統(tǒng)計結(jié)果見表5和圖6。

表5 1 GHz與3 GHz不同縫隙長度RCS對比

圖6 RCS均值增量和峰值隨縫隙長度變化曲線

由表5可見，波峰寬度對縫隙長度不敏感，形成較明顯的波峰后，縫隙長度變化時波峰寬度變化較小，1 GHz時波峰寬度波動幅度僅為1.6°，3 GHz時波峰寬度波動幅度僅為1.7°。

由圖6可見，峰值對縫隙長度較敏感，1 GHz時，隨縫隙長度增大，峰值增大，5 000 mm(16.67λ) 縫隙RCS峰值比500 mm(1.67λ) 縫隙高8.3 dB；3 GHz時，峰值曲線整體呈現(xiàn)隨長度增加而增大的趨勢，5 000 mm(50λ) 縫隙RCS峰值比500 mm(5λ)縫隙高7.5 dB，個別數(shù)據(jù)略有波動。

均值增量隨縫隙長度變化也有一定規(guī)律。1 GHz時，隨著縫隙長度增加，均值增量先減小后增加，曲線分布呈現(xiàn)近似“U”形。在縫隙長度為3 000 mm(10λ)附近處均值增量達到極小值2.73 dB；3 GHz時，均值增量曲線整體呈現(xiàn)先減小后增加趨勢，中間少量數(shù)據(jù)波動。

初步分析，縫隙長度增加，能量向波峰區(qū)域集中，峰值處能量增加，波峰外區(qū)域的散射占比下降，而前向±30°均值包含了這兩部分貢獻，“一增一降”形成了均值增量先減小后增大的變化特征。

3.3 頻率的影響

縫隙尺寸固定，長度為4 000 mm，寬度為20 mm，選擇0.5 GHz、1 GHz、2 GHz、3 GHz、4 GHz、5 GHz、6 GHz進行計算。仿真結(jié)果統(tǒng)計見表6和圖7、圖8。由表6可見，峰值隨頻率變化無明顯規(guī)律，±30°內(nèi)均值隨頻率升高而減小。

表6 不同頻率下RCS峰值和均值對比

圖7 不同頻率縫隙RCS曲線對比

圖8 ±30°均值增量和波峰寬度隨頻率變化曲線

初步分析，由于頻率越高，縫隙散射能量越集中，表現(xiàn)為波峰變窄，波峰外區(qū)域散射變?nèi)酰鐖D7所示，同時作用形成±30°均值隨頻率升高而減小的變化特征。

由圖8可見，波峰寬度對頻率較敏感，隨頻率升高而減小，0.5 GHz時波峰比6 GHz時寬9.4°。

4 結(jié)束語

本文通過仿真研究了前向角域低散射載體上的飛機舵面縫隙的散射問題，分析了極化方式及電連續(xù)性對縫隙散射的影響，探究了散射對縫隙長度、縫隙寬度、入射頻率三個參數(shù)的敏感性，得出如下結(jié)論：

(1)舵面縫隙在VV極化比在HH極化對前向隱身性能的影響更大——縫隙尺寸一定，計算頻率從0.5 GHz增加至6 GHz，各頻率下VV極化的RCS均值增量都比HH極化時大，最大相差10.5 dB；

(2)溝槽式散射隨縫隙深度增加而增強，貫通縫隙散射顯著強于溝槽式縫隙；

(3)縫隙寬度影響RCS峰值、波峰寬度和均值增量——1 GHz的RCS峰值、波峰寬度、均值增量均隨縫隙寬度增加而增加；3 GHz的RCS峰值隨縫隙寬度增加而增加，波峰寬度和均值增量隨縫隙寬度增加先增加后平緩并有一定下降；

(4)縫隙長度影響RCS峰值和均值增量——縫隙長度增加，RCS峰值增加，1 GHz時最大相差8.3 dB，3 GHz時最大相差7.5 dB；±30°均值增量先減小后增大；

(5)縫隙尺寸一定(長度為4 000 mm，寬度為20 mm)，頻率從0.5 GHz增加至6 GHz，波峰寬度減小，最大相差9.8°；±30°均值減小，最大相差13.19 dB。

本文重點對舵面前端縫隙在飛機頭向的電磁散射特性進行了分析，其他角域的散射特性、舵面?zhèn)榷丝p隙的散射特點以及舵面散射的抑制需進一步研究。