李廷立，王耀天，付永明

(北京市2857信箱，北京100085)

0 引 言

移動通信發(fā)展的主要推動力就是滿足大量新的應(yīng)用，各行各業(yè)的應(yīng)用需求推動著移動通信快速發(fā)展，高可靠、大帶寬、低時延、適應(yīng)各種場景是移動通信技術(shù)不斷追求的目標(biāo)。5G愿景中將各種應(yīng)用歸納為三種典型使用場景，即增強(qiáng)的移動寬帶通信、超可靠低時延通信和大規(guī)模機(jī)器類通信。這三個場景并沒有涵蓋所有可能的使用案例，而是提供了一個對大多數(shù)可使用場景的分類，從而來確定所需的關(guān)鍵能力。5G IMT愿景建議書定義了8種能力指標(biāo)，其中移動速度作為衡量移動性功能的關(guān)鍵指標(biāo)，可支持500 km/h，但它是針對高鐵用戶設(shè)計的，多大程度能支持航空用戶？為此，本文從信號設(shè)計、隨機(jī)接入等方面進(jìn)行了分析，提出適應(yīng)航空移動場景的挑戰(zhàn)、改進(jìn)方法及措施。

1 高速移動帶來的挑戰(zhàn)

地面通信的移動性主要是針對高鐵設(shè)計的，4G可支持的移動速度為350 km/h，5G可支持的移動速度為500 km/h。航空通信用戶終端在高速飛行的飛機(jī)平臺，民航客機(jī)一般的飛行速度為800 km/h，而軍機(jī)的飛行速度在1 000 km/h以上。對移動通信而言，無論是地面移動還是空中移動都面臨多普勒頻偏、通信覆蓋、信道特性變化等問題，這是移動通信需要重點(diǎn)解決的問題。

1.1 多普勒效應(yīng)帶來的挑戰(zhàn)

終端和基站的相對移動會引起空口信號的多普勒頻偏。多普勒頻偏計算可以表述為[1]

(1)

式中：fd是多普勒頻偏，v是終端和基站的相對速度，fc是載波頻率，c是光速，θ是通信方向和移動方向之間的夾角。如圖1所示，多普勒頻偏和相對速度以及載波頻率成正比，因此可以計算出不同移動速度、不同頻點(diǎn)下的最大頻偏。

圖1 多普勒頻偏的影響

4G系統(tǒng)中，標(biāo)準(zhǔn)的4G LTE終端在1.8 GHz頻點(diǎn)設(shè)計能力能處理1 kHz以下的頻偏，因此350 km/h以下的用戶終端的多普勒頻偏為1.169 kHz，容易進(jìn)行糾偏處理；移動速度超過1 000 km/h的用戶終端的兩倍頻偏為4 kHz，超出了設(shè)計能力，對信號解調(diào)、同步、接入帶來極大的困難。然而，對于5G系統(tǒng)，即使在頻率較低的6 GHz以下(Sub 6G)頻段，350 km/h的移動速度，兩倍頻偏已經(jīng)達(dá)到2.268～3.176 kHz；對于超過1Ma飛行器，兩倍頻偏已經(jīng)達(dá)到7.945～11.35 kHz；對于毫米波頻段，其頻偏就更大了。因此，5G系統(tǒng)要適應(yīng)高速移動場景，就需要比4G系統(tǒng)具備更高的抗多普勒頻偏能力。

多普勒頻偏的影響主要表現(xiàn)在載波間干擾(Inter-carrier Interference，ICI)、信號同步和隨機(jī)接入信號方面。

1.1.1 載波間干擾

正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)是4G/5G移動通信提升系統(tǒng)容量的主要手段之一，將信道分成若干正交子信道，將高速數(shù)據(jù)信號轉(zhuǎn)換成并行的低速子數(shù)據(jù)流調(diào)制到每個子信道上進(jìn)行傳輸，減少子信道之間相互干擾，從而實現(xiàn)大容量。收發(fā)機(jī)之間相對高速移動產(chǎn)生的多普勒效應(yīng)會對OFDM系統(tǒng)造成頻偏，破壞了OFDM系統(tǒng)子載波間的正交性，引起子載波間的相互干擾，最終將導(dǎo)致系統(tǒng)信號不能正確解調(diào)，使系統(tǒng)的性能嚴(yán)重下降。據(jù)計算和測試，1%的載波頻偏會導(dǎo)致系統(tǒng)性能下降30 dB。當(dāng)終端以500 km/h的高速移動時，多普勒頻偏高達(dá)3 kHz，傳統(tǒng)LTE的15 kHz子載波間隔已經(jīng)無法容忍產(chǎn)生的多普勒頻偏，系統(tǒng)將會有嚴(yán)重的ICI而無法解調(diào)。5G針對高頻載波雖然有一定的解決措施，但當(dāng)終端移動速度超過1 000 km/h后，對5G也是一種挑戰(zhàn)。

1.1.2 信號同步難

多普勒效應(yīng)會使接收信號產(chǎn)生載波頻率偏移，嚴(yán)重影響信號的可靠接收，而且隨著收發(fā)機(jī)之間相對移動速度的增大，產(chǎn)生的載波頻率偏移也越大，會給信號同步帶來巨大考驗。隨著5G頻段的逐漸增加，載波頻偏也會相應(yīng)增大，致使接收端信號同步變得更加困難，甚至?xí)绞?。近些年來，雖然低速環(huán)境下的信號同步技術(shù)已經(jīng)廣泛應(yīng)用，但是針對高速環(huán)境下的信號同步技術(shù)還面臨諸多挑戰(zhàn)。因此，信號同步也是制約5G應(yīng)對高速移動場景的一個難題。

1.1.3 隨機(jī)信號接入難

隨機(jī)接入是終端用戶接入網(wǎng)絡(luò)的關(guān)鍵環(huán)節(jié)，其目的是通過隨機(jī)接入過程與網(wǎng)絡(luò)側(cè)取得上行同步。5G隨機(jī)接入信號產(chǎn)生于具有零相關(guān)的Zadoff-Chu序列，簡稱ZC序列。當(dāng)UE高速運(yùn)動產(chǎn)生多普勒頻移時，頻偏對ZC序列產(chǎn)生的影響相當(dāng)于在原有ZC序列的基礎(chǔ)上做一個循環(huán)移位。

ZC根序列的生成公式為[2]

(2)

式中：Nzc表示ZC序列的長度，u表示物理根序列號。隨機(jī)前導(dǎo)序列由物理根序列號為u的ZC序列進(jìn)行循環(huán)移位得到，即

Xu,v(n)=Xu[(n+Cv)modLRA]。

(3)

式中：Cv表示循環(huán)移位值，LRA表示前導(dǎo)序列的長度。

在超高速場景下，假設(shè)多普勒頻移為fd，則ZC序列的生成公式變?yōu)?/p>

(4)

式中：((·))Nzc表示模Nzc運(yùn)算。式(4)中第2個等號的第3項為與n無關(guān)的相位旋轉(zhuǎn)常量，因此頻偏對于ZC序列檢測的影響等效于在發(fā)送端增加了fd的循環(huán)移位量，所以當(dāng)ZC序列產(chǎn)生一倍正負(fù)頻偏時，接收檢測的相關(guān)峰值位置會相應(yīng)地頻偏±fd；同理，當(dāng)ZC序列產(chǎn)生兩倍正負(fù)頻偏時，峰值位置會相應(yīng)地偏移±2fd。當(dāng)UE在低速移動場景下，接收端進(jìn)行前導(dǎo)序列檢測時，相關(guān)峰值功率會出現(xiàn)在Cv和Cv±fd處；而在超高速移動場景下，由于頻偏的影響，Cv處的相關(guān)峰值能量可能會泄露到Cv±fd和Cv±2fd處。因此，在超高速移動場景中，頻偏可能導(dǎo)致檢測時的相關(guān)峰值不在前導(dǎo)序列的檢測區(qū)域，從而造成誤檢。

1.2 覆蓋距離帶來的挑戰(zhàn)

移動通信是靠蜂窩組網(wǎng)實現(xiàn)遠(yuǎn)距離通信，覆蓋距離是單基站最主要的指標(biāo)之一。每個小區(qū)的覆蓋受限于多種因素和不同的場景，其中隨機(jī)接入信道(Physical Random Access Channel，PRACH)針對不同的場景進(jìn)行了設(shè)計，因此，最大接入距離受限于隨機(jī)接入信道結(jié)構(gòu)和性能。PRACH是隨機(jī)接入的物理信道，不同前導(dǎo)格式的時域通用結(jié)構(gòu)主要包括循環(huán)前綴(Cyclic Prefix,CP)、序列和保護(hù)時隙(Guard Period,GP)，如圖2所示。CP主要是用來抵消多徑效應(yīng)，GP主要用于抵消不同小區(qū)半徑下環(huán)回傳播時間的影響，避免傳播碰撞。根據(jù)光速計算，傳播速度為0.3 km/s，因此每千米的雙向保護(hù)時間應(yīng)該為6.7 s，如果支持100 km的小區(qū)半徑，則GT應(yīng)當(dāng)為670 s。但是過大的GT會帶來很大的開銷,因而，通過使用不同的符號數(shù)量、不同的CP及GP，可定義多種PRACH格式。5G中共定義了13種前導(dǎo)格式，分別適用于不同的小區(qū)類型和覆蓋范圍。PRACH短格式的CP較短，支持的時延擴(kuò)展和小區(qū)半徑較小，主要用于街道、熱點(diǎn)和室內(nèi)微站等覆蓋受限的場景；PRACH長格式的GP和CP較長，可支持更大的時延擴(kuò)展和小區(qū)半徑，主要用于宏站和高速場景覆蓋(限制集)等場景。在高速模式下，PRACH格式支持的最大接入距離為15 km，在低速模式下最大小區(qū)覆蓋半徑為100 km，無法滿足航空用戶高速、遠(yuǎn)距大覆蓋的應(yīng)用需求。

圖2 前導(dǎo)格式結(jié)構(gòu)

2 高速移動場景5G技術(shù)分析

2.1 多載波間隔參數(shù)集設(shè)計

4G LTE僅設(shè)計了一種子載波間隔15 kHz，5G系統(tǒng)在傳統(tǒng)LTE的基礎(chǔ)上，對于不同UE的速度(最高500 km/h)采用可變的子載波間隔，即子載波間隔從15/30/60/120/240 kHz可選[3]，以使多普勒頻移的影響最小。

從5G NR支持的參數(shù)中選取較寬的子載波(60/120/240 kHz)，假設(shè)基站發(fā)射機(jī)和用戶設(shè)備間為視距(Line of Sight,LOS)傳播，且用戶設(shè)備以500 km/h向基站運(yùn)動，進(jìn)行系統(tǒng)信號與干擾和噪聲比(Signal-to-Interference plus Noise Ratio,SINR)的惡化對比仿真。此時每個子載波可以達(dá)到的SINR可表示如下：

(5)

式中：Psignal為接收端快速傅里葉變換(Fast Fourier Transform,FFT)之后的有效信號功率，

Psignal=Psinc2(fdTs)；

(6)

PICI為接收端收到的由多普勒頻偏引起的干擾信號功率，

PICI=P(1-sinc2(fdTs))。

(7)

式中：P為每個子載波的發(fā)射功率，Ts為符號時間，信道增益歸一化為1。不同子載波寬度目標(biāo)SINR和由于多普勒效應(yīng)帶來干擾后實際達(dá)到的SINR結(jié)果對比如圖3所示。

圖3 不同子載波寬度的SINR結(jié)果

從圖3可以看出，由于多普勒頻偏引入的子載波干擾，60 kHz子載波間隔時，即使信號發(fā)射功率繼續(xù)增加，系統(tǒng)的實際解調(diào)性能只能達(dá)到多普勒頻偏為0時SINR等于7.1 dB時的解調(diào)能力；120 kHz子載波間隔時，即使信號發(fā)射功率繼續(xù)增加，系統(tǒng)的實際解調(diào)性能只能達(dá)到多普勒頻偏為0時SINR等于13.5 dB時的解調(diào)能力；240 kHz子載波間隔時，即使信號發(fā)射功率繼續(xù)增加，系統(tǒng)的實際解調(diào)性能只能達(dá)到多普勒頻偏為0時SINR等于19.5 dB時的解調(diào)能力。由此可見，子載波間隔越寬，對多普勒頻偏的估計和補(bǔ)償能力越強(qiáng)。

2.2 同步信號采用m序列設(shè)計

5G NR的同步信號與廣播信道一起組成同步信號塊(Synchronization Signal Block,SSB)，時域占4個符號，頻域占20個物理資源塊，如圖4所示。

圖4 同步信號占用的符號數(shù)

與LTE主同步信道采用ZC序列不同，NR的主同步信號采用m序列，因為在存在時偏和頻偏的情況下，ZC序列的相關(guān)函數(shù)存在較大的旁瓣，這會影響檢測性能，而m序列在相同的情況下旁瓣相對小很多，引起虛檢的概率更小[4]，因此5G在同步信號的設(shè)計方面更適合高速移動下的大多普勒頻偏場景。

2.3 多種格式隨機(jī)接入信道設(shè)計

5G NR的PRACH與LTE一樣，仍然采用ZC序列，前導(dǎo)序列長度種類也是839和139兩種，但是循環(huán)移位在限制集A的基礎(chǔ)上增加了限制集B。限制集A和B分別針對高速和超高速設(shè)計[3]。在3GPP的NR物理層協(xié)議38.211中定義了兩類PRACH格式，分別是表格1中的格式0～3和表2中的格式A1～C2。

表1 LRA=839和ΔfRA∈{1.25,5} kHz的PRACH前導(dǎo)格式

表2 LRA=139和ΔfRA=15.2μ kHz 的前導(dǎo)格式(μ∈{0,1,2,3})

表1中第一類PRACH中的格式3長度為839，支持子載波間隔5 kHz，專門為高速設(shè)計，配合限制集B可以支持500 km/h場景。

表2中第二類PRACH中所有格式序列長度為139，在Sub 6G時可支持15 kHz和30 kHz子載波間隔，在毫米波時可采用60 kHz及120 kHz子載波間隔，具有很強(qiáng)的抗頻偏功能，可以不需要使用循環(huán)移位限制集。

理論上PRACH可支持的頻偏范圍大小取決于PRACH的限制集合和PRACH的子載波間隔。

2.3.1 在非限制集合情況下PRACH能支持的頻偏范圍

定義目標(biāo)峰值功率為P1，頻偏造成的峰值功率為P2，則P1和P2的比值R只與頻偏大小Δf相關(guān)，公式表示如下：

(8)

式中：ΔfRA為PRACH子載波間隔，LRA為PRACH序列長度。令f=Δf/ΔfRA，式(8)可寫成

(9)

則f與10lg(R(f))的關(guān)系，即頻偏大小與峰值功率比值(LRA=139/839)如圖5所示。

圖5 頻偏大小與峰值功率比值的關(guān)系

根據(jù)上述分析，隨著頻偏的增大，目標(biāo)峰值功率與頻偏造成的峰值功率比值逐漸減小，且當(dāng)頻偏為PRACH子載波間隔一半的時候，目標(biāo)峰值功率與頻偏造成的峰值功率相等；當(dāng)目標(biāo)峰值功率與頻偏造成的峰值功率相差不大時，基站無法區(qū)分目標(biāo)峰值位置，從而會引起時延估計錯誤等問題。

2.3.2 在配置限制集合的情況下PRACH能支持的頻偏范圍

在配置限制集A的情況下，基站為每個接入的用戶分配了3個搜索窗，分別對應(yīng)目標(biāo)峰值、正頻偏引起的偽峰值、負(fù)頻偏引起的偽峰值所有可能的位置。這3個搜索窗不存在重疊，用戶間的搜索窗也互不重疊。在這種情況下，當(dāng)頻偏為PRACH子載波間隔時，峰值完全偏移到頻偏引起的偽峰值搜索窗內(nèi)，但由于基站已知當(dāng)前搜索窗對應(yīng)的峰值是頻偏引起的，基站可以正確估計得到時延，所以相對于非限制集情況，在配置限制集A的情況下，PRACH頻偏支持范圍將會擴(kuò)大一個子載波間隔。

限制集B為了支持更大的頻偏范圍，為每個接入用戶分配了5個搜索窗。在原先正負(fù)頻偏的兩側(cè)各增加了一個兩倍正負(fù)頻偏搜索窗。相比非限制集，限制集B支持的多普勒頻偏范圍擴(kuò)大了兩個子載波間隔。但無論是非限制集還是限制集A或B，PRACH整體的頻偏范圍還和通信鏈路情況有關(guān)，經(jīng)驗上性能無法完全達(dá)到理論值，會根據(jù)具體情況略有下降。

2.4 解調(diào)信號設(shè)計

解調(diào)參考信號的作用主要是做信道估計和解調(diào)，以及信道測量。當(dāng)UE在高速移動的場景下，不僅是接入過程，承載業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)的上下行共享信道也需要具備抗多普勒頻移的能力，這就對用于信道估計的參考信號設(shè)計提出了要求。OFDM系統(tǒng)基于導(dǎo)頻的信道估計可以看作對二維采樣平面上的已知點(diǎn)進(jìn)行二維內(nèi)插獲得其他采樣點(diǎn)的值，要恢復(fù)真實信道，導(dǎo)頻間隔必須滿足采樣定理的要求，即時域間隔要小于信道的相干帶寬，頻域間隔要小于信道的相干時間。

5G中時域上的一個時隙包含14個OFDM符號，每個OFDM符號在頻域上包含12個子載波，如圖6所示。5G NR協(xié)議支持通過附加解調(diào)參考信號(Demodulatin Reference Signal,DMRS)導(dǎo)頻增加密度，提升頻偏校正和信道估計性能。高速場景下，當(dāng)多普勒頻移引起的相干時間小于時隙長度時，就需要采用附加DMRS來進(jìn)行數(shù)據(jù)解調(diào)。

圖6 通過附加DMRS導(dǎo)頻增加密度

例如，在500 km/h情況下，3.5 GHz基站側(cè)的頻偏fd=3 240 Hz，根據(jù)相干時間的計算公式Tc=0.423/fd，可以計算出在3.5 GHz頻段的相干時間約為0.13 ms，而30 kHz子載波間隔下的時隙長度約為0.5 ms，發(fā)射信號的周期T=0.5 ms>Tc=0.13 ms，則說明在相干時間內(nèi)不能實現(xiàn)對發(fā)射信號周期內(nèi)的信號進(jìn)行完全解調(diào)。如果DMRS僅位于時隙的前部，則信道估計會出現(xiàn)錯誤，使得數(shù)據(jù)的相干解調(diào)產(chǎn)生較高的誤比特率。因此，需要采用附加的DMRS來進(jìn)行數(shù)據(jù)解調(diào)，提高信道估計的準(zhǔn)確性。采用DMRS的個數(shù)需滿足采樣定理，即需要插入0.5 ms/0.13 ms=4個參考符號。

下面以1 000 km/h的時速、4.9 GHz的載波為例，多普勒影響下的相干時間Tc=0.423/9074=0.046 6 ms，計算5G不同子載波間隔下插入DMRS的情況。如果使用15 kHz子載波間隔，時隙長度為1 ms,為了滿足采樣定理，需要插入1 ms/0.0466 ms=22個參考符號，各個子載波間隔對應(yīng)的時隙符號數(shù)最大只有14，因此無法實現(xiàn)。同樣地，如果使用30 kHz子載波間隔，可以算出需要約11個參考符號，使用60 kHz子載波間隔需要6個,使用120 kHz子載波間隔需要3個DMRS符號，理論上都是可行的，但是當(dāng)DMRS的數(shù)量超過4個符號時，其占用時域資源太多，拉低了頻譜效率。因此，選用120 kHz子載波間隔進(jìn)行1 000 km/h高速場景的通信預(yù)計可以滿足性能和降低開銷。

根據(jù)5G標(biāo)準(zhǔn)，Sub 6G頻段用于遠(yuǎn)距覆蓋，一般使用15 kHz和30 kHz子載波間隔；而6 GHz以上毫米波頻段用于短距覆蓋，使用60 kHz、120 kHz和240 kHz子載波間隔。從以上分析可以看出，當(dāng)終端用戶的移動速度超過1 000 km/h時，Sub 6G頻段將不能滿足需求，而毫米波頻段不能滿足小區(qū)頻繁切換要求。

3 航空高速移動5G應(yīng)用問題解決方法

3.1 高速移動中多普勒頻偏問題

當(dāng)用戶終端平臺的飛行速度為1Ma，4.9 GHz載頻下頻偏為5.5 kHz。對于30 kHz子載波間隔、100 MHz帶寬場景，通過采用自適應(yīng)超大多普勒頻偏的估計、跟蹤和補(bǔ)償算法，提升基帶解調(diào)性能，克服飛機(jī)超高速移動帶來的多普勒頻偏，可以實現(xiàn)由只支持每小時幾百公里的移動速度提高到滿足1Ma以上高速飛行的通信需要。

多普勒頻偏估計和補(bǔ)償分為初始頻偏估計、頻偏跟蹤和頻偏補(bǔ)償三個步驟，總體流程如圖7所示。首先利用SS/PBCH塊進(jìn)行初始頻偏估計，然后利用跟蹤參考信號(Tracking Refernece Signal，TRS)跟蹤和維護(hù)飛行過程中的頻偏，最后在上行發(fā)送和下行接收中進(jìn)行頻偏補(bǔ)償和校正。

圖7 多普勒頻偏估計和補(bǔ)償步驟

3.1.1 同步信號塊估計與補(bǔ)償

基于主同步信號(Primary Synchronization Signal,PSS)時域頻偏估計，多次平均后可以得到較為準(zhǔn)確的粗頻偏估計值。時域補(bǔ)償后，殘留的頻偏比較小了，再在頻域基于同步信號塊SSB繼續(xù)進(jìn)行殘留頻偏的估計和補(bǔ)償。

3.1.2 增加跟蹤參考信號(TRS)

5G NR中給終端配置TRS(間隔了4個OFDM符號的兩列參考信號)，用于更準(zhǔn)確的頻率同步。相鄰符號的頻偏估計范圍是14 kHz，如果間隔1個符號，則頻偏估計范圍是7 kHz，對于5.5 kHz的頻偏仍存在檢測模糊度的問題，因此NR協(xié)議中TRS時域配置需要更改為占用相鄰2個OFDM符號的兩列參考信號。

3.1.3 優(yōu)化調(diào)整物理下行控制信道，物理下行共享信道解調(diào)參考信號

一方面可根據(jù)5G NR準(zhǔn)共址(Quasi-collation,QCL)關(guān)系配置，根據(jù)SSB或TRS獲得的頻偏用于物理下行控制信道、物理下行共享信道(PDCCH、PDSCH)的估計；另一方面，通過PDCCH和PDSCH的DMRS來估計頻偏，則需要將PDCCH配置為至少2個符號，PDCCH DMRS占了相鄰的2個符號，可以容易估計出5.5 kHz的頻偏；將PDSCH的DMRS符號配置為多列，包含一組或多組時域相鄰的形式。DMRS會占用時域資源，同時，結(jié)合調(diào)度靈活性、開銷和性能的折中，可以降低頻域PDCCH DMRS和PDSCH DMRS的密度。

3.1.4 優(yōu)化調(diào)整物理上行控制信道,物理上行共享信道參考信號

通過頻偏預(yù)補(bǔ)償后，再發(fā)送上行信號。如載頻為fc，用戶終端估計的下行頻偏為fd，用戶終端在fc+fd基礎(chǔ)上預(yù)補(bǔ)償-2×fd之后再發(fā)送上行信號，使得基站接收信號的頻偏遠(yuǎn)小于5.5 kHz。同時，結(jié)合調(diào)度靈活性、開銷和性能的折中，可以降低頻域PUCCH DMRS和PUSCH DMRS的密度。

3.2 超遠(yuǎn)距離覆蓋問題

3.2.1 優(yōu)化調(diào)制5G的幀結(jié)構(gòu)

這種方法基于定制化的PRACH超遠(yuǎn)接入技術(shù)，通過定義全新的PRACH前導(dǎo)格式和前導(dǎo)序列，使得PRACH前導(dǎo)符號可以支持300 km的覆蓋半徑。該方法的優(yōu)點(diǎn)是PRACH通信信道本身可以支持300 km超遠(yuǎn)接入，無需GPS信息的輔助；缺點(diǎn)是PRACH接收和發(fā)射開發(fā)工作量較大。

300 km的超遠(yuǎn)覆蓋意味著基站接收到終端發(fā)送的PRACH前導(dǎo)最大時延可以達(dá)到2 ms(按電磁波傳播速度3×108m/s計算)，計算公式如下：

Trtd=(2×d)/c=2×300×103/(3×108)=2 ms。

(10)

為了支持300 km的小區(qū)覆蓋半徑，PRACH的循環(huán)前綴、前導(dǎo)序列、保護(hù)間隔三個部分的長度都至少為2 ms?？紤]到2 ms的符號周期長度在實際上已經(jīng)足夠冗余，且5G NR信號在100 MHz帶寬的系統(tǒng)采樣率下通過采用同樣的符號周期，PRACH子載波間隔相比于LTE系統(tǒng)會進(jìn)一步降低，所以最終確定PRACH的循環(huán)前綴、前導(dǎo)序列、保護(hù)間隔都采用2 ms的實際長度，其時域格式如圖8所示。

圖8 時域格式

3.2.2 基于衛(wèi)星定位的時延預(yù)補(bǔ)償技術(shù)

這種方法是基于BD/GPS位置信息的接入技術(shù)，即終端在接入網(wǎng)絡(luò)之前通過BD/GPS位置信息計算出到基站的距離，在發(fā)送PRACH的時候進(jìn)行上行時延的預(yù)補(bǔ)償，從而既實現(xiàn)了終端的超遠(yuǎn)接入又大大簡化了PRACH信道設(shè)計和基站接收機(jī)的復(fù)雜度。

基于衛(wèi)星定位位置信息計算出終端到基站的往返時延后，PRACH前導(dǎo)的發(fā)送只需要補(bǔ)償?shù)鬞rtd即可，這樣在基站側(cè)PRACH的接收處理復(fù)雜度就可以大大降低。PRACH定時發(fā)射如圖9所示。按照這種方法，PRACH前導(dǎo)格式選用格式0 限制集A即可滿足300 km的超遠(yuǎn)覆蓋接入。

圖9 PRACH定時發(fā)射圖

4 結(jié) 論

當(dāng)前5G解決的高速移動問題只是針對時速達(dá)到500 km/h的高鐵設(shè)計的，當(dāng)航空移動速度超過1 000 km/h時當(dāng)前5G的性能就不能滿足要求。本文從應(yīng)對航空高速移動場景出發(fā)，基于5G標(biāo)準(zhǔn)和關(guān)鍵技術(shù)分析，提出通過優(yōu)化調(diào)整5G的幀結(jié)構(gòu)、進(jìn)行參考信號設(shè)計以及增加新的模塊和功能設(shè)計等方法，解決多普勒頻偏、超遠(yuǎn)距離覆蓋問題，希望通過深入研究分析，結(jié)合試驗試飛，可以提高5G的系統(tǒng)性能，突破制約航空高速移動場景的瓶頸。