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        高速移動場景5G應(yīng)用問題研究*

        2022-03-27 11:28:36李廷立王耀天付永明
        電訊技術(shù) 2022年3期
        關(guān)鍵詞:信號

        李廷立,王耀天,付永明

        (北京市2857信箱,北京100085)

        0 引 言

        移動通信發(fā)展的主要推動力就是滿足大量新的應(yīng)用,各行各業(yè)的應(yīng)用需求推動著移動通信快速發(fā)展,高可靠、大帶寬、低時延、適應(yīng)各種場景是移動通信技術(shù)不斷追求的目標(biāo)。5G愿景中將各種應(yīng)用歸納為三種典型使用場景,即增強(qiáng)的移動寬帶通信、超可靠低時延通信和大規(guī)模機(jī)器類通信。這三個場景并沒有涵蓋所有可能的使用案例,而是提供了一個對大多數(shù)可使用場景的分類,從而來確定所需的關(guān)鍵能力。5G IMT愿景建議書定義了8種能力指標(biāo),其中移動速度作為衡量移動性功能的關(guān)鍵指標(biāo),可支持500 km/h,但它是針對高鐵用戶設(shè)計的,多大程度能支持航空用戶?為此,本文從信號設(shè)計、隨機(jī)接入等方面進(jìn)行了分析,提出適應(yīng)航空移動場景的挑戰(zhàn)、改進(jìn)方法及措施。

        1 高速移動帶來的挑戰(zhàn)

        地面通信的移動性主要是針對高鐵設(shè)計的,4G可支持的移動速度為350 km/h,5G可支持的移動速度為500 km/h。航空通信用戶終端在高速飛行的飛機(jī)平臺,民航客機(jī)一般的飛行速度為800 km/h,而軍機(jī)的飛行速度在1 000 km/h以上。對移動通信而言,無論是地面移動還是空中移動都面臨多普勒頻偏、通信覆蓋、信道特性變化等問題,這是移動通信需要重點(diǎn)解決的問題。

        1.1 多普勒效應(yīng)帶來的挑戰(zhàn)

        終端和基站的相對移動會引起空口信號的多普勒頻偏。多普勒頻偏計算可以表述為[1]

        (1)

        式中:fd是多普勒頻偏,v是終端和基站的相對速度,fc是載波頻率,c是光速,θ是通信方向和移動方向之間的夾角。如圖1所示,多普勒頻偏和相對速度以及載波頻率成正比,因此可以計算出不同移動速度、不同頻點(diǎn)下的最大頻偏。

        圖1 多普勒頻偏的影響

        4G系統(tǒng)中,標(biāo)準(zhǔn)的4G LTE終端在1.8 GHz頻點(diǎn)設(shè)計能力能處理1 kHz以下的頻偏,因此350 km/h以下的用戶終端的多普勒頻偏為1.169 kHz,容易進(jìn)行糾偏處理;移動速度超過1 000 km/h的用戶終端的兩倍頻偏為4 kHz,超出了設(shè)計能力,對信號解調(diào)、同步、接入帶來極大的困難。然而,對于5G系統(tǒng),即使在頻率較低的6 GHz以下(Sub 6G)頻段,350 km/h的移動速度,兩倍頻偏已經(jīng)達(dá)到2.268~3.176 kHz;對于超過1Ma飛行器,兩倍頻偏已經(jīng)達(dá)到7.945~11.35 kHz;對于毫米波頻段,其頻偏就更大了。因此,5G系統(tǒng)要適應(yīng)高速移動場景,就需要比4G系統(tǒng)具備更高的抗多普勒頻偏能力。

        多普勒頻偏的影響主要表現(xiàn)在載波間干擾(Inter-carrier Interference,ICI)、信號同步和隨機(jī)接入信號方面。

        1.1.1 載波間干擾

        正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)是4G/5G移動通信提升系統(tǒng)容量的主要手段之一,將信道分成若干正交子信道,將高速數(shù)據(jù)信號轉(zhuǎn)換成并行的低速子數(shù)據(jù)流調(diào)制到每個子信道上進(jìn)行傳輸,減少子信道之間相互干擾,從而實現(xiàn)大容量。收發(fā)機(jī)之間相對高速移動產(chǎn)生的多普勒效應(yīng)會對OFDM系統(tǒng)造成頻偏,破壞了OFDM系統(tǒng)子載波間的正交性,引起子載波間的相互干擾,最終將導(dǎo)致系統(tǒng)信號不能正確解調(diào),使系統(tǒng)的性能嚴(yán)重下降。據(jù)計算和測試,1%的載波頻偏會導(dǎo)致系統(tǒng)性能下降30 dB。當(dāng)終端以500 km/h的高速移動時,多普勒頻偏高達(dá)3 kHz,傳統(tǒng)LTE的15 kHz子載波間隔已經(jīng)無法容忍產(chǎn)生的多普勒頻偏,系統(tǒng)將會有嚴(yán)重的ICI而無法解調(diào)。5G針對高頻載波雖然有一定的解決措施,但當(dāng)終端移動速度超過1 000 km/h后,對5G也是一種挑戰(zhàn)。

        1.1.2 信號同步難

        多普勒效應(yīng)會使接收信號產(chǎn)生載波頻率偏移,嚴(yán)重影響信號的可靠接收,而且隨著收發(fā)機(jī)之間相對移動速度的增大,產(chǎn)生的載波頻率偏移也越大,會給信號同步帶來巨大考驗。隨著5G頻段的逐漸增加,載波頻偏也會相應(yīng)增大,致使接收端信號同步變得更加困難,甚至?xí)绞?。近些年來,雖然低速環(huán)境下的信號同步技術(shù)已經(jīng)廣泛應(yīng)用,但是針對高速環(huán)境下的信號同步技術(shù)還面臨諸多挑戰(zhàn)。因此,信號同步也是制約5G應(yīng)對高速移動場景的一個難題。

        1.1.3 隨機(jī)信號接入難

        隨機(jī)接入是終端用戶接入網(wǎng)絡(luò)的關(guān)鍵環(huán)節(jié),其目的是通過隨機(jī)接入過程與網(wǎng)絡(luò)側(cè)取得上行同步。5G隨機(jī)接入信號產(chǎn)生于具有零相關(guān)的Zadoff-Chu序列,簡稱ZC序列。當(dāng)UE高速運(yùn)動產(chǎn)生多普勒頻移時,頻偏對ZC序列產(chǎn)生的影響相當(dāng)于在原有ZC序列的基礎(chǔ)上做一個循環(huán)移位。

        ZC根序列的生成公式為[2]

        (2)

        式中:Nzc表示ZC序列的長度,u表示物理根序列號。隨機(jī)前導(dǎo)序列由物理根序列號為u的ZC序列進(jìn)行循環(huán)移位得到,即

        Xu,v(n)=Xu[(n+Cv)modLRA]。

        (3)

        式中:Cv表示循環(huán)移位值,LRA表示前導(dǎo)序列的長度。

        在超高速場景下,假設(shè)多普勒頻移為fd,則ZC序列的生成公式變?yōu)?/p>

        (4)

        式中:((·))Nzc表示模Nzc運(yùn)算。式(4)中第2個等號的第3項為與n無關(guān)的相位旋轉(zhuǎn)常量,因此頻偏對于ZC序列檢測的影響等效于在發(fā)送端增加了fd的循環(huán)移位量,所以當(dāng)ZC序列產(chǎn)生一倍正負(fù)頻偏時,接收檢測的相關(guān)峰值位置會相應(yīng)地頻偏±fd;同理,當(dāng)ZC序列產(chǎn)生兩倍正負(fù)頻偏時,峰值位置會相應(yīng)地偏移±2fd。當(dāng)UE在低速移動場景下,接收端進(jìn)行前導(dǎo)序列檢測時,相關(guān)峰值功率會出現(xiàn)在Cv和Cv±fd處;而在超高速移動場景下,由于頻偏的影響,Cv處的相關(guān)峰值能量可能會泄露到Cv±fd和Cv±2fd處。因此,在超高速移動場景中,頻偏可能導(dǎo)致檢測時的相關(guān)峰值不在前導(dǎo)序列的檢測區(qū)域,從而造成誤檢。

        1.2 覆蓋距離帶來的挑戰(zhàn)

        移動通信是靠蜂窩組網(wǎng)實現(xiàn)遠(yuǎn)距離通信,覆蓋距離是單基站最主要的指標(biāo)之一。每個小區(qū)的覆蓋受限于多種因素和不同的場景,其中隨機(jī)接入信道(Physical Random Access Channel,PRACH)針對不同的場景進(jìn)行了設(shè)計,因此,最大接入距離受限于隨機(jī)接入信道結(jié)構(gòu)和性能。PRACH是隨機(jī)接入的物理信道,不同前導(dǎo)格式的時域通用結(jié)構(gòu)主要包括循環(huán)前綴(Cyclic Prefix,CP)、序列和保護(hù)時隙(Guard Period,GP),如圖2所示。CP主要是用來抵消多徑效應(yīng),GP主要用于抵消不同小區(qū)半徑下環(huán)回傳播時間的影響,避免傳播碰撞。根據(jù)光速計算,傳播速度為0.3 km/s,因此每千米的雙向保護(hù)時間應(yīng)該為6.7 s,如果支持100 km的小區(qū)半徑,則GT應(yīng)當(dāng)為670 s。但是過大的GT會帶來很大的開銷,因而,通過使用不同的符號數(shù)量、不同的CP及GP,可定義多種PRACH格式。5G中共定義了13種前導(dǎo)格式,分別適用于不同的小區(qū)類型和覆蓋范圍。PRACH短格式的CP較短,支持的時延擴(kuò)展和小區(qū)半徑較小,主要用于街道、熱點(diǎn)和室內(nèi)微站等覆蓋受限的場景;PRACH長格式的GP和CP較長,可支持更大的時延擴(kuò)展和小區(qū)半徑,主要用于宏站和高速場景覆蓋(限制集)等場景。在高速模式下,PRACH格式支持的最大接入距離為15 km,在低速模式下最大小區(qū)覆蓋半徑為100 km,無法滿足航空用戶高速、遠(yuǎn)距大覆蓋的應(yīng)用需求。

        圖2 前導(dǎo)格式結(jié)構(gòu)

        2 高速移動場景5G技術(shù)分析

        2.1 多載波間隔參數(shù)集設(shè)計

        4G LTE僅設(shè)計了一種子載波間隔15 kHz,5G系統(tǒng)在傳統(tǒng)LTE的基礎(chǔ)上,對于不同UE的速度(最高500 km/h)采用可變的子載波間隔,即子載波間隔從15/30/60/120/240 kHz可選[3],以使多普勒頻移的影響最小。

        從5G NR支持的參數(shù)中選取較寬的子載波(60/120/240 kHz),假設(shè)基站發(fā)射機(jī)和用戶設(shè)備間為視距(Line of Sight,LOS)傳播,且用戶設(shè)備以500 km/h向基站運(yùn)動,進(jìn)行系統(tǒng)信號與干擾和噪聲比(Signal-to-Interference plus Noise Ratio,SINR)的惡化對比仿真。此時每個子載波可以達(dá)到的SINR可表示如下:

        (5)

        式中:Psignal為接收端快速傅里葉變換(Fast Fourier Transform,FFT)之后的有效信號功率,

        Psignal=Psinc2(fdTs);

        (6)

        PICI為接收端收到的由多普勒頻偏引起的干擾信號功率,

        PICI=P(1-sinc2(fdTs))。

        (7)

        式中:P為每個子載波的發(fā)射功率,Ts為符號時間,信道增益歸一化為1。不同子載波寬度目標(biāo)SINR和由于多普勒效應(yīng)帶來干擾后實際達(dá)到的SINR結(jié)果對比如圖3所示。

        圖3 不同子載波寬度的SINR結(jié)果

        從圖3可以看出,由于多普勒頻偏引入的子載波干擾,60 kHz子載波間隔時,即使信號發(fā)射功率繼續(xù)增加,系統(tǒng)的實際解調(diào)性能只能達(dá)到多普勒頻偏為0時SINR等于7.1 dB時的解調(diào)能力;120 kHz子載波間隔時,即使信號發(fā)射功率繼續(xù)增加,系統(tǒng)的實際解調(diào)性能只能達(dá)到多普勒頻偏為0時SINR等于13.5 dB時的解調(diào)能力;240 kHz子載波間隔時,即使信號發(fā)射功率繼續(xù)增加,系統(tǒng)的實際解調(diào)性能只能達(dá)到多普勒頻偏為0時SINR等于19.5 dB時的解調(diào)能力。由此可見,子載波間隔越寬,對多普勒頻偏的估計和補(bǔ)償能力越強(qiáng)。

        2.2 同步信號采用m序列設(shè)計

        5G NR的同步信號與廣播信道一起組成同步信號塊(Synchronization Signal Block,SSB),時域占4個符號,頻域占20個物理資源塊,如圖4所示。

        圖4 同步信號占用的符號數(shù)

        與LTE主同步信道采用ZC序列不同,NR的主同步信號采用m序列,因為在存在時偏和頻偏的情況下,ZC序列的相關(guān)函數(shù)存在較大的旁瓣,這會影響檢測性能,而m序列在相同的情況下旁瓣相對小很多,引起虛檢的概率更小[4],因此5G在同步信號的設(shè)計方面更適合高速移動下的大多普勒頻偏場景。

        2.3 多種格式隨機(jī)接入信道設(shè)計

        5G NR的PRACH與LTE一樣,仍然采用ZC序列,前導(dǎo)序列長度種類也是839和139兩種,但是循環(huán)移位在限制集A的基礎(chǔ)上增加了限制集B。限制集A和B分別針對高速和超高速設(shè)計[3]。在3GPP的NR物理層協(xié)議38.211中定義了兩類PRACH格式,分別是表格1中的格式0~3和表2中的格式A1~C2。

        表1 LRA=839和ΔfRA∈{1.25,5} kHz的PRACH前導(dǎo)格式

        表2 LRA=139和ΔfRA=15.2μ kHz 的前導(dǎo)格式(μ∈{0,1,2,3})

        表1中第一類PRACH中的格式3長度為839,支持子載波間隔5 kHz,專門為高速設(shè)計,配合限制集B可以支持500 km/h場景。

        表2中第二類PRACH中所有格式序列長度為139,在Sub 6G時可支持15 kHz和30 kHz子載波間隔,在毫米波時可采用60 kHz及120 kHz子載波間隔,具有很強(qiáng)的抗頻偏功能,可以不需要使用循環(huán)移位限制集。

        理論上PRACH可支持的頻偏范圍大小取決于PRACH的限制集合和PRACH的子載波間隔。

        2.3.1 在非限制集合情況下PRACH能支持的頻偏范圍

        定義目標(biāo)峰值功率為P1,頻偏造成的峰值功率為P2,則P1和P2的比值R只與頻偏大小Δf相關(guān),公式表示如下:

        (8)

        式中:ΔfRA為PRACH子載波間隔,LRA為PRACH序列長度。令f=Δf/ΔfRA,式(8)可寫成

        (9)

        則f與10lg(R(f))的關(guān)系,即頻偏大小與峰值功率比值(LRA=139/839)如圖5所示。

        圖5 頻偏大小與峰值功率比值的關(guān)系

        根據(jù)上述分析,隨著頻偏的增大,目標(biāo)峰值功率與頻偏造成的峰值功率比值逐漸減小,且當(dāng)頻偏為PRACH子載波間隔一半的時候,目標(biāo)峰值功率與頻偏造成的峰值功率相等;當(dāng)目標(biāo)峰值功率與頻偏造成的峰值功率相差不大時,基站無法區(qū)分目標(biāo)峰值位置,從而會引起時延估計錯誤等問題。

        2.3.2 在配置限制集合的情況下PRACH能支持的頻偏范圍

        在配置限制集A的情況下,基站為每個接入的用戶分配了3個搜索窗,分別對應(yīng)目標(biāo)峰值、正頻偏引起的偽峰值、負(fù)頻偏引起的偽峰值所有可能的位置。這3個搜索窗不存在重疊,用戶間的搜索窗也互不重疊。在這種情況下,當(dāng)頻偏為PRACH子載波間隔時,峰值完全偏移到頻偏引起的偽峰值搜索窗內(nèi),但由于基站已知當(dāng)前搜索窗對應(yīng)的峰值是頻偏引起的,基站可以正確估計得到時延,所以相對于非限制集情況,在配置限制集A的情況下,PRACH頻偏支持范圍將會擴(kuò)大一個子載波間隔。

        限制集B為了支持更大的頻偏范圍,為每個接入用戶分配了5個搜索窗。在原先正負(fù)頻偏的兩側(cè)各增加了一個兩倍正負(fù)頻偏搜索窗。相比非限制集,限制集B支持的多普勒頻偏范圍擴(kuò)大了兩個子載波間隔。但無論是非限制集還是限制集A或B,PRACH整體的頻偏范圍還和通信鏈路情況有關(guān),經(jīng)驗上性能無法完全達(dá)到理論值,會根據(jù)具體情況略有下降。

        2.4 解調(diào)信號設(shè)計

        解調(diào)參考信號的作用主要是做信道估計和解調(diào),以及信道測量。當(dāng)UE在高速移動的場景下,不僅是接入過程,承載業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)的上下行共享信道也需要具備抗多普勒頻移的能力,這就對用于信道估計的參考信號設(shè)計提出了要求。OFDM系統(tǒng)基于導(dǎo)頻的信道估計可以看作對二維采樣平面上的已知點(diǎn)進(jìn)行二維內(nèi)插獲得其他采樣點(diǎn)的值,要恢復(fù)真實信道,導(dǎo)頻間隔必須滿足采樣定理的要求,即時域間隔要小于信道的相干帶寬,頻域間隔要小于信道的相干時間。

        5G中時域上的一個時隙包含14個OFDM符號,每個OFDM符號在頻域上包含12個子載波,如圖6所示。5G NR協(xié)議支持通過附加解調(diào)參考信號(Demodulatin Reference Signal,DMRS)導(dǎo)頻增加密度,提升頻偏校正和信道估計性能。高速場景下,當(dāng)多普勒頻移引起的相干時間小于時隙長度時,就需要采用附加DMRS來進(jìn)行數(shù)據(jù)解調(diào)。

        圖6 通過附加DMRS導(dǎo)頻增加密度

        例如,在500 km/h情況下,3.5 GHz基站側(cè)的頻偏fd=3 240 Hz,根據(jù)相干時間的計算公式Tc=0.423/fd,可以計算出在3.5 GHz頻段的相干時間約為0.13 ms,而30 kHz子載波間隔下的時隙長度約為0.5 ms,發(fā)射信號的周期T=0.5 ms>Tc=0.13 ms,則說明在相干時間內(nèi)不能實現(xiàn)對發(fā)射信號周期內(nèi)的信號進(jìn)行完全解調(diào)。如果DMRS僅位于時隙的前部,則信道估計會出現(xiàn)錯誤,使得數(shù)據(jù)的相干解調(diào)產(chǎn)生較高的誤比特率。因此,需要采用附加的DMRS來進(jìn)行數(shù)據(jù)解調(diào),提高信道估計的準(zhǔn)確性。采用DMRS的個數(shù)需滿足采樣定理,即需要插入0.5 ms/0.13 ms=4個參考符號。

        下面以1 000 km/h的時速、4.9 GHz的載波為例,多普勒影響下的相干時間Tc=0.423/9074=0.046 6 ms,計算5G不同子載波間隔下插入DMRS的情況。如果使用15 kHz子載波間隔,時隙長度為1 ms,為了滿足采樣定理,需要插入1 ms/0.0466 ms=22個參考符號,各個子載波間隔對應(yīng)的時隙符號數(shù)最大只有14,因此無法實現(xiàn)。同樣地,如果使用30 kHz子載波間隔,可以算出需要約11個參考符號,使用60 kHz子載波間隔需要6個,使用120 kHz子載波間隔需要3個DMRS符號,理論上都是可行的,但是當(dāng)DMRS的數(shù)量超過4個符號時,其占用時域資源太多,拉低了頻譜效率。因此,選用120 kHz子載波間隔進(jìn)行1 000 km/h高速場景的通信預(yù)計可以滿足性能和降低開銷。

        根據(jù)5G標(biāo)準(zhǔn),Sub 6G頻段用于遠(yuǎn)距覆蓋,一般使用15 kHz和30 kHz子載波間隔;而6 GHz以上毫米波頻段用于短距覆蓋,使用60 kHz、120 kHz和240 kHz子載波間隔。從以上分析可以看出,當(dāng)終端用戶的移動速度超過1 000 km/h時,Sub 6G頻段將不能滿足需求,而毫米波頻段不能滿足小區(qū)頻繁切換要求。

        3 航空高速移動5G應(yīng)用問題解決方法

        3.1 高速移動中多普勒頻偏問題

        當(dāng)用戶終端平臺的飛行速度為1Ma,4.9 GHz載頻下頻偏為5.5 kHz。對于30 kHz子載波間隔、100 MHz帶寬場景,通過采用自適應(yīng)超大多普勒頻偏的估計、跟蹤和補(bǔ)償算法,提升基帶解調(diào)性能,克服飛機(jī)超高速移動帶來的多普勒頻偏,可以實現(xiàn)由只支持每小時幾百公里的移動速度提高到滿足1Ma以上高速飛行的通信需要。

        多普勒頻偏估計和補(bǔ)償分為初始頻偏估計、頻偏跟蹤和頻偏補(bǔ)償三個步驟,總體流程如圖7所示。首先利用SS/PBCH塊進(jìn)行初始頻偏估計,然后利用跟蹤參考信號(Tracking Refernece Signal,TRS)跟蹤和維護(hù)飛行過程中的頻偏,最后在上行發(fā)送和下行接收中進(jìn)行頻偏補(bǔ)償和校正。

        圖7 多普勒頻偏估計和補(bǔ)償步驟

        3.1.1 同步信號塊估計與補(bǔ)償

        基于主同步信號(Primary Synchronization Signal,PSS)時域頻偏估計,多次平均后可以得到較為準(zhǔn)確的粗頻偏估計值。時域補(bǔ)償后,殘留的頻偏比較小了,再在頻域基于同步信號塊SSB繼續(xù)進(jìn)行殘留頻偏的估計和補(bǔ)償。

        3.1.2 增加跟蹤參考信號(TRS)

        5G NR中給終端配置TRS(間隔了4個OFDM符號的兩列參考信號),用于更準(zhǔn)確的頻率同步。相鄰符號的頻偏估計范圍是14 kHz,如果間隔1個符號,則頻偏估計范圍是7 kHz,對于5.5 kHz的頻偏仍存在檢測模糊度的問題,因此NR協(xié)議中TRS時域配置需要更改為占用相鄰2個OFDM符號的兩列參考信號。

        3.1.3 優(yōu)化調(diào)整物理下行控制信道,物理下行共享信道解調(diào)參考信號

        一方面可根據(jù)5G NR準(zhǔn)共址(Quasi-collation,QCL)關(guān)系配置,根據(jù)SSB或TRS獲得的頻偏用于物理下行控制信道、物理下行共享信道(PDCCH、PDSCH)的估計;另一方面,通過PDCCH和PDSCH的DMRS來估計頻偏,則需要將PDCCH配置為至少2個符號,PDCCH DMRS占了相鄰的2個符號,可以容易估計出5.5 kHz的頻偏;將PDSCH的DMRS符號配置為多列,包含一組或多組時域相鄰的形式。DMRS會占用時域資源,同時,結(jié)合調(diào)度靈活性、開銷和性能的折中,可以降低頻域PDCCH DMRS和PDSCH DMRS的密度。

        3.1.4 優(yōu)化調(diào)整物理上行控制信道,物理上行共享信道參考信號

        通過頻偏預(yù)補(bǔ)償后,再發(fā)送上行信號。如載頻為fc,用戶終端估計的下行頻偏為fd,用戶終端在fc+fd基礎(chǔ)上預(yù)補(bǔ)償-2×fd之后再發(fā)送上行信號,使得基站接收信號的頻偏遠(yuǎn)小于5.5 kHz。同時,結(jié)合調(diào)度靈活性、開銷和性能的折中,可以降低頻域PUCCH DMRS和PUSCH DMRS的密度。

        3.2 超遠(yuǎn)距離覆蓋問題

        3.2.1 優(yōu)化調(diào)制5G的幀結(jié)構(gòu)

        這種方法基于定制化的PRACH超遠(yuǎn)接入技術(shù),通過定義全新的PRACH前導(dǎo)格式和前導(dǎo)序列,使得PRACH前導(dǎo)符號可以支持300 km的覆蓋半徑。該方法的優(yōu)點(diǎn)是PRACH通信信道本身可以支持300 km超遠(yuǎn)接入,無需GPS信息的輔助;缺點(diǎn)是PRACH接收和發(fā)射開發(fā)工作量較大。

        300 km的超遠(yuǎn)覆蓋意味著基站接收到終端發(fā)送的PRACH前導(dǎo)最大時延可以達(dá)到2 ms(按電磁波傳播速度3×108m/s計算),計算公式如下:

        Trtd=(2×d)/c=2×300×103/(3×108)=2 ms。

        (10)

        為了支持300 km的小區(qū)覆蓋半徑,PRACH的循環(huán)前綴、前導(dǎo)序列、保護(hù)間隔三個部分的長度都至少為2 ms??紤]到2 ms的符號周期長度在實際上已經(jīng)足夠冗余,且5G NR信號在100 MHz帶寬的系統(tǒng)采樣率下通過采用同樣的符號周期,PRACH子載波間隔相比于LTE系統(tǒng)會進(jìn)一步降低,所以最終確定PRACH的循環(huán)前綴、前導(dǎo)序列、保護(hù)間隔都采用2 ms的實際長度,其時域格式如圖8所示。

        圖8 時域格式

        3.2.2 基于衛(wèi)星定位的時延預(yù)補(bǔ)償技術(shù)

        這種方法是基于BD/GPS位置信息的接入技術(shù),即終端在接入網(wǎng)絡(luò)之前通過BD/GPS位置信息計算出到基站的距離,在發(fā)送PRACH的時候進(jìn)行上行時延的預(yù)補(bǔ)償,從而既實現(xiàn)了終端的超遠(yuǎn)接入又大大簡化了PRACH信道設(shè)計和基站接收機(jī)的復(fù)雜度。

        基于衛(wèi)星定位位置信息計算出終端到基站的往返時延后,PRACH前導(dǎo)的發(fā)送只需要補(bǔ)償?shù)鬞rtd即可,這樣在基站側(cè)PRACH的接收處理復(fù)雜度就可以大大降低。PRACH定時發(fā)射如圖9所示。按照這種方法,PRACH前導(dǎo)格式選用格式0 限制集A即可滿足300 km的超遠(yuǎn)覆蓋接入。

        圖9 PRACH定時發(fā)射圖

        4 結(jié) 論

        當(dāng)前5G解決的高速移動問題只是針對時速達(dá)到500 km/h的高鐵設(shè)計的,當(dāng)航空移動速度超過1 000 km/h時當(dāng)前5G的性能就不能滿足要求。本文從應(yīng)對航空高速移動場景出發(fā),基于5G標(biāo)準(zhǔn)和關(guān)鍵技術(shù)分析,提出通過優(yōu)化調(diào)整5G的幀結(jié)構(gòu)、進(jìn)行參考信號設(shè)計以及增加新的模塊和功能設(shè)計等方法,解決多普勒頻偏、超遠(yuǎn)距離覆蓋問題,希望通過深入研究分析,結(jié)合試驗試飛,可以提高5G的系統(tǒng)性能,突破制約航空高速移動場景的瓶頸。

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