毛以平,董 博,夏 晟,裘 鑫,王善杰

(1.國網(wǎng)浙江寧波市奉化區(qū)供電有限公司，浙江 寧波 315000；2.上海電力大學電子與信息工程學院，上海 200000)

0 引言

半導體器件技術[1]的進步推動了電力電子技術的革命。然而，基于電力電子技術的設備，包括調速電機驅動器、電子電源、直流電機驅動器、電池充電器、電子鎮(zhèn)流器，也導致了電能質量相關問題的增加。非線性負載產生的諧波電流[2]通過公共耦合點(point of common coupling，PCC)注入配電系統(tǒng)。這些擾動(諧波)是許多問題的根源，會影響與電源相連的電氣設備。諧波會導致敏感設備故障、電壓應力、導體發(fā)熱增加以及影響功率因數(shù)的網(wǎng)絡阻抗諧波電壓降。傳統(tǒng)的無源濾波器[3]可用于補償諧波和無功功率。但無源濾波器體積大，存在老化和調諧問題，并且會與電源阻抗發(fā)生共振。近年來，有源電力濾波器[4](active power filter，APF)被用于同時補償電流諧波和無功功率。

并聯(lián)型有源電力濾波器[5]設計中的一個重要任務是保持與逆變器相連的電容器上的直流電壓恒定。這是因為與逆變器可控開關相關的傳導和開關功率損耗會導致能量損失，從而降低直流電容器上的電壓值。為此，國內外眾多學者進行了研究，并取得了豐碩成果。李達義等[6]提出了一種并聯(lián)型有源電力濾波器的新型控制方法，通過電力電子逆變器產生一個基波電壓源施加到變壓器二次側。調節(jié)施加到二次側的電壓源的大小，可以使并聯(lián)變壓器對基波呈現(xiàn)為一個可調電抗器，從而實現(xiàn)無功補償。張國榮等[7]通過瞬時功率流分析得到對直流側電壓波動有影響的功率分量，并在特定的負載條件下對該功率分量進行積分，從而得到電容能量波動精確值。薛花等[8]在建立有源電力濾波器仿射非線性模型的基礎上，提出基于李雅普諾夫函數(shù)的并聯(lián)型混合APF非線性控制方法，并設計了電壓-電流雙閉環(huán)控制回路。然而，在大多數(shù)時間和大多數(shù)工業(yè)電力系統(tǒng)中，電源電壓可能不平衡及失真。在這種情況下，使用p-q理論的控制不能提供良好的性能。

為有效解決電源電壓不平衡及失真問題，本文對一種并聯(lián)型APF拓撲進行了分析和仿真。該拓撲能夠在電網(wǎng)電壓不平衡的情況下同時實現(xiàn)諧波電流阻尼和無功補償。

1 系統(tǒng)構成

三相供電系統(tǒng)APF方案如圖1所示。

圖1 三相供電系統(tǒng)APF方案Fig.1 APF solution for three-phase power supply system

負載可以是單相、兩相或三相，通過定義負載非線性的橋式整流器平衡或不平衡地連接到供電干線。在這種情況下，三相非受控二極管橋式整流器的電阻感性負載被認為是非線性負載連接到電源。這種負載從供電干線吸取非正弦電流。基于絕緣柵雙極晶體管(insulate gate bipolar transistor，IGBT)的電壓源逆變器用作電能質量補償器，以補償非線性負載產生/需要的必要諧波和無功功率。此外，系統(tǒng)采用的逆變器由六個電壓應力為Vdc的IGBT開關、一個直流電容和三個升壓電感組成。逆變器由基于滯環(huán)規(guī)則的無載波脈沖寬調度劑(pulse width modulation,PWM)電流控制技術控制。其表現(xiàn)為受控電流源。

2 控制策略及系統(tǒng)架構設計

2.1 控制策略

基于瞬時功率理論的控制策略指出，電壓型逆變器(voltage source inverter，VSI)可以瞬時提供無功功率并補償非線性負載的諧波。這個假設形成了著名的p-q理論。根據(jù)p-q理論，由開關器件組成的瞬時無功功率補償器實際上不需要任何儲能元件，可以補償瞬時狀態(tài)下的基波無功功率以及由負載瞬時虛功率引起的諧波電流。

根據(jù)式(1)和式(2)，基本p-q理論由a-b-c坐標系中測量電源電壓(vsa,vsb,vsc)和負載電流(iLa,iLb,iLc)到α-β坐標系的代數(shù)變換組成，然后計算瞬時功率分量(p,q)。

(1)

(2)

瞬時實功率p和虛功率q的計算如下所示：

(3)

此外，瞬時實功率和虛功率包括交流值和直流值，可表示為：

(4)

此外，負載電流的α-β分量可分為α-β軸瞬時真實分量和負載電流的無功分量。根據(jù)負載瞬時實際功率和無功功率的直流和交流分量，負載電流的兩個重要方程式可表示為：

(5)

基本p-q理論控制算法如圖2所示。

圖2 控制算法框圖Fig.2 Block diagram of control algorithm

通常情況下，可利用低通濾波器[9]將基波分量與實際情況下不理想的電壓分離。但由于其存在相位和增益精確調諧的問題，需要三個以上的電流傳感器來檢測負載電流。同時，特定階數(shù)和截止頻率的確定對濾波器的設計也起著重要的作用。因此，該方法采用神經(jīng)網(wǎng)絡從電源電流中提取基波分量，而不是從非理想電源的負載電流中提取基波分量，只計算由基波分量引起的實際功率。

2.2 控制架構設計

控制結構的重要組成部分是參考信號的估計。p-q理論適用于理想電源電壓，但在非理想電源電壓條件下不適用[10]。瞬時實功率和虛功率的交替值具有電流諧波和電壓諧波。因此，有源電力濾波器產生的補償電流不等于電流諧波。為了在電源中施加具有適當基頻的正弦電流，有必要使用低通濾波器對交流電壓進行濾波，從而獲得傳統(tǒng)p-q理論中使用的基波分量。但是這種低通濾波器在系統(tǒng)中會產生相位延遲，需要對增益和相位裕度進行微調。一個鎖相環(huán)(phase-locked loop,PLL)塊可以用來代替低通濾波器產生基本成分。PLL在電網(wǎng)電壓不平衡或失真時性能較差。

為了克服這些局限性，本文提出了基于自適應神經(jīng)網(wǎng)絡邏輯控制的p-q理論，在非理想電源電壓條件下，降低一定范圍內的總諧波失真。本文采用魯棒模糊控制器代替低通濾波(low pass filtering，LPF)的方案?？刂品桨溉鐖D3所示。

圖3 控制方案框圖Fig.3 Block diagram of control scheme

首先，進行三相到兩相的變換。然后，利用模糊規(guī)則從電壓和電流信號中提取基波分量，進而計算電源和負載之間的實際功率交換。即使在電源發(fā)生畸變的情況下，基波分量的提取也能快速、準確。該電源不僅提供負載電流的有功功率分量，還提供電流的損耗分量，使直流母線電容器的平均電壓保持恒定。電源電流的這個損耗分量在穩(wěn)態(tài)條件下供給逆變器電橋中的損耗，如開關損耗、電容器的泄漏電流等，并在施加于系統(tǒng)的瞬態(tài)條件下調節(jié)有源電力濾波器直流母線上的儲能。該功率分量通過平均直流母線電壓(Vdc)和所需的直流母線電壓參考值(Vdc,ref)來計算。式(6)顯示了電源的凈實際功率，即基本實際功率和少量損耗功率之和。

(6)

供電系統(tǒng)應僅提供上述衍生電源。因此，CC-VSI的α-β參考電源電流表示為：

(7)

(8)

(9)

針對有源電力濾波器三相感應電流和參考電流的電流誤差，采用基于PLL規(guī)則的無載波PWM電流控制技術，將選通信號傳輸?shù)絍SI橋的IGBT。有源電力濾波器從交流電源中提取所需電流，以供給諧波和無功電流，并在所有運行條件下產生正弦單位功率因數(shù)供電電流。

3 自適應神經(jīng)網(wǎng)絡邏輯控制器

自適應神經(jīng)網(wǎng)絡[11]的結構為一個典型的兩層(輸入和輸出)網(wǎng)絡，包括n個輸入和一個輸出。該網(wǎng)絡的基本模塊是輸入信號延遲向量、線性傳遞函數(shù)、權值矩陣和偏差。因此，輸入和輸出可描述為：

(10)

式中：b為偏差；wn為權重；in為網(wǎng)絡輸入；N為網(wǎng)絡節(jié)點個數(shù)。

此外，由于網(wǎng)絡的輸入受信號的時間延遲序列影響，且考慮到預期的最大失真和三相輸入信號的不平衡，故取N=61；網(wǎng)絡系統(tǒng)的輸入為電源電壓和電流，輸出為有源電力濾波器參考電流。

神經(jīng)網(wǎng)絡的控制器結構如圖4所示。

圖4 神經(jīng)網(wǎng)絡的控制器結構Fig.4 Controller structure for neural networks

為確保訓練效率，自適應神經(jīng)網(wǎng)絡在訓練過程中使用Widrow-Hoff規(guī)則進行權值調整。通過重復訓練，期望輸出與實際輸出的均方誤差減小到3.2×10-5，學習率為0.000 6。

4 仿真及分析

為了對基于神經(jīng)網(wǎng)絡的有源電力濾波器進行仿真，本節(jié)在Matlab中Simulink TM模塊下建立了仿真模型。整個有源濾波系統(tǒng)由三相電源、PWM電壓型逆變器和帶三相二極管整流器的R-L負載組成。

系統(tǒng)動態(tài)性能如圖5所示。圖5顯示了在t=0.34 s時，負載突然增加和減少，負載平衡和不平衡時APF控制方案和系統(tǒng)的動態(tài)性能。此外，APF濾波器在0.30 s時打開。由圖5可知：電源電流總諧波失真由28%降低到2.68%；在負載不平衡的情況下，電源電流的總諧波失真度約為2.3%，負載電流的總諧波失真度約為29%。仿真結果證明了控制器的性能和基準生成的準確性。

圖5 系統(tǒng)動態(tài)性能Fig.5 Dynamic system performance

不同方法及總諧波失真值如圖6所示。圖6(a)和圖6(b)所示為采用傳統(tǒng)LPF方法和本文所提自適應神經(jīng)網(wǎng)絡控制方法總諧波失真(total harmonic distortion，THD)對比結果?？梢钥闯觯陔娫措妷夯兊那闆r下，THD由19.74%降低為2.41%。電壓信號的輸入分量失真，而神經(jīng)網(wǎng)絡控制的輸出分量是基頻為50 Hz的純正弦。采用LPF控制時，電源電流波形不是正弦的。因此，本文所提方法具有良好的諧波抑制效果。

圖6 不同方法及總諧波失真值Fig.6 Different methods and total harmonic distortion values

5 結論

本文設計了一種基于神經(jīng)網(wǎng)絡的魯棒有源電力濾波方法，用于在平衡和不平衡的非線性負載類型和非理想供電電壓條件下有效地補償電流諧波和無功功率。神經(jīng)網(wǎng)絡控制性能的提高在仿真中得到了證明。該方案在系統(tǒng)相電壓不對稱和畸變的情況下也能較好地替代低通濾波器。所提出的方法能夠在不需要無源濾波器的情況下提供補償，并且能夠在不考慮電源電壓和負載電流條件的情況下保持補償?shù)脑措娏鳌罢摇焙蛶缀酢盁o失真”。