張少倩

（天津大學(xué)，天津 300072）

引 言

隨著無線通信技術(shù)的發(fā)展，通信方式逐漸由傳統(tǒng)的單頻點通信轉(zhuǎn)變?yōu)槎嗄６鄮ㄐ牛@就要求基站前端能處理不同通信標(biāo)準(zhǔn)和頻段的信號. 作為發(fā)射機(jī)中的關(guān)鍵模塊，功放也需要具備放大多個頻段信號的能力[1]. 基于此需求，雙頻功放的研究逐漸興起.

另一方面，功放也是發(fā)射機(jī)中最耗能的模塊. 為了降低系統(tǒng)功耗，必須提高功放的效率. 學(xué)者們已經(jīng)提出多種雙頻高效功放的設(shè)計方案. 文獻(xiàn)[2-3]分別提出了一種新型雙頻阻抗變換器結(jié)構(gòu)，均可以實現(xiàn)任意兩個頻率下基波阻抗的匹配. 然而，由于設(shè)計過程中忽略了諧波阻抗的影響，功放的實際效率并不高. 考慮諧波阻抗可以進(jìn)一步提高功放的效率，例如E類功放[4-5]、F類功放[6-8]和諧波調(diào)諧類功放[9-10]的設(shè)計. 其中，諧波調(diào)諧類功放具有不受工作頻率的限制和對阻抗條件要求較低等優(yōu)點，受到了廣泛關(guān)注. 文獻(xiàn)[9]通過調(diào)諧兩個頻點的二次諧波和三次諧波阻抗來實現(xiàn)高效功放，但由于使用較多的開路枝節(jié)，電路損耗增大，結(jié)構(gòu)更為復(fù)雜，而且兩個頻點的基波匹配電路缺少解析解. 文獻(xiàn)[10]通過控制更少的諧波阻抗進(jìn)一步簡化電路，但是其基波匹配電路的匹配效果并不理想，導(dǎo)致兩個頻率下的性能差異較大.

為了解決上述問題，本文提出一種新型雙頻高效功放的設(shè)計方法. 將一種新的雙頻匹配電路應(yīng)用于基波阻抗匹配和二次諧波阻抗匹配. 由于僅控制二次諧波阻抗，極大地簡化了諧波控制電路，又實現(xiàn)了相對較高的效率. 此外，通過理論推導(dǎo)獲得了基波匹配電路的解析解，使得該匹配結(jié)構(gòu)易于實現(xiàn). 本文提出的雙頻功放可以在較高的兩個頻率下并行工作.為了驗證方法的可行性，設(shè)計了一款工作在1.9/2.6 GHz的功放. 測試結(jié)果表明，兩個頻率下該功放均具有67%以上的功率附加效率(power added efficiency, PAE)和40 dBm左右的輸出功率.

1 高效功放設(shè)計原理

圖1所示為功放的結(jié)構(gòu)簡圖，主要由晶體管、輸入匹配電路、RC穩(wěn)定電路、輸出匹配電路、柵極偏置電路和漏極偏置電路組成. 輸入和輸出匹配電路的作用是將晶體管的最佳源/負(fù)載阻抗匹配至50 Ω，該無源電路會產(chǎn)生一定的功率損耗Ploss；偏置電路的作用是為晶體管提供合適的供電電壓，Psup表示直流電壓源所產(chǎn)生的直流功率.

圖1 功放的結(jié)構(gòu)簡圖Fig. 1 Structure diagram of power amplifier

定義晶體管漏極電壓為vd， 漏極電流為id，傳輸?shù)骄w管的功率為Pd， 傳輸?shù)截?fù)載R的功率為PR. 記功率消耗為正值，功率產(chǎn)生為負(fù)值. 根據(jù)能量守恒原理可得[11]：

式中，k表示第k次諧波分量.

當(dāng)k=1時，直流電壓源在基波頻率下無功率產(chǎn)生，即

則功放的功率關(guān)系可表示為

式中，PR[1]表示負(fù)載上獲得的有用功率，即輸出功率Pout.

晶體管是功放中唯一的非線性器件，這說明除直流電源提供的直流功率外所有功率均來自晶體管.所以，

但是晶體管并非功率源，傳輸?shù)剿目偣β蕿榉秦?fù)值，即

聯(lián)立式(3)至(5)可得

式中，傳輸?shù)骄w管的功率Pd可 用漏極電壓vd和電流id來表示. 漏極電壓vd和 漏極電流id的傅里葉級數(shù)表達(dá)式為：

式中：VDC表 示漏極電壓的直流分量；vd[k]表示第k次諧波的電壓幅度； αk表示第k次諧波電壓的相位；IDC表 示漏極電流的直流分量；id[k]表示第k次諧波的電流幅度； βk表 示第k次諧波的電流相位；θ表示歸一化時間變量. 因此，傳輸?shù)骄w管的功率Pd為：

根據(jù)式(9)和(10)，可以將式(6)寫為

不等式右邊第一項表示直流功率，第二項表示諧波功率，第三項表示匹配電路的功率損耗. 式(11)表明，輸出功率最大不超過直流功率減去諧波消耗功率，即諧波功率損耗的產(chǎn)生降低了功放的效率. 要設(shè)計高效功放，需要避免諧波功率產(chǎn)生，即使不等式右邊第二項為0. 當(dāng)?shù)趉次諧波的電壓幅度或者電流幅度為0時，諧波功率一定為0. 當(dāng)?shù)趉次諧波的電壓和電流相位差90°時，諧波功率也為0. 電壓幅度為0對應(yīng)的阻抗條件為短路，電流幅度為0對應(yīng)的阻抗條件為開路，電壓和電流相位差90°對應(yīng)的阻抗條件為純電抗.

由于高頻下晶體管寄生參數(shù)的影響變大，理想的阻抗開路或短路難以實現(xiàn)，本次設(shè)計高效功放采取第三種措施，即通過諧波調(diào)諧控制諧波阻抗為純電抗. 因控制諧波次數(shù)越高，電路越復(fù)雜. 為了簡化電路，本設(shè)計僅控制對效率提升作用最大的二次諧波.

2 雙頻高效功放的設(shè)計方法

雙頻輸出匹配電路是雙頻功放的重要組成部分.圖2所示為本文設(shè)計提出的新型輸出匹配電路原理圖，包含雙頻諧波控制電路和雙頻基波匹配電路兩部分.

圖2 新型輸出匹配電路原理圖Fig. 2 Schematic of the novel output matching circuit

2.1 雙頻諧波控制電路設(shè)計

基于第1節(jié)對高效功放阻抗條件的分析，本文提出一種新型諧波控制電路，通過四分之一波長開路枝節(jié)在信號路徑產(chǎn)生諧波阻抗零點，再利用調(diào)諧線調(diào)節(jié)兩個諧波頻率下的電抗值，使其處于高效區(qū)域.

設(shè)計的諧波控制電路由串聯(lián)傳輸線T1和并聯(lián)開路傳輸線T2、T3組成. 設(shè)置傳輸線T2的電長度在2f1頻率下為90°，使A點處2f1諧波阻抗為0. 設(shè)置傳輸線T3的電長度在2f2頻率下為90°，使A點處2f2諧波阻抗為0. 根據(jù)負(fù)載傳輸線理論，調(diào)節(jié)傳輸線T1的特征阻抗Z1和電長度 θ1，可以將A點處2f1和2f2的短路狀態(tài)匹配到晶體管的最佳二次諧波阻抗. 匹配原理如下：

式中：ZL(2f1)、ZL(2f2)表示晶體管在兩個頻率下的最優(yōu)二次諧波阻抗，實際設(shè)計中通過對晶體管進(jìn)行諧波負(fù)載牽引得到；m=f2/f1表示兩個工作頻率的比值.求解式(12)和(13)，即可得到傳輸線T1的特征阻抗和電長度.

2.2 雙頻基波匹配電路設(shè)計

由2.1節(jié)可知，A點處兩個所需頻率的二次諧波均短路. 所以，A點之后的基波匹配電路不會影響A點前的諧波控制電路. 此外，在添加諧波控制電路之后，晶體管的最佳基波阻抗會發(fā)生變化. 設(shè)計匹配電路時，需要將A點后兩個頻率的基波阻抗匹配至50 Ω.的復(fù)阻抗ZA(f1)、ZA(f2)轉(zhuǎn) 化為一對共軛復(fù)導(dǎo)納YB(f1)=GB?jBB、YB(f2)=GB+jBB；第二步，利用傳輸線T5抵消兩個頻率下YB的虛部 ?BB；最后，利用傳輸線T6和T7完成雙頻實阻抗之間的匹配.

本設(shè)計提出的雙頻基波匹配電路由串聯(lián)傳輸線T4、T6、T7和并聯(lián)開路傳輸線T5組成. 其匹配過程共分為三步：第一步，利用傳輸線T4將A點兩個頻率下

2.2.1 傳輸線T4的設(shè)計

結(jié)合晶體管的最佳基波阻抗ZL(f1)、ZL(f2)和諧波控制電路的參數(shù)，可以計算得出A點的基波阻抗ZA(f1)=R1+jX1、ZA(f2)=R2+jX2. 文獻(xiàn)[12]表明，傳輸線T4可以將兩個互不相關(guān)的阻抗ZA轉(zhuǎn)化為一對共軛復(fù)阻抗，傳輸線的特征阻抗Z4和 電長度 θ4需滿足：

2.2.2 傳輸線T5的設(shè)計

參考面BB′的 共軛復(fù)導(dǎo)納YB(f1)=GB?jBB、YB(f2)=GB+jBB可以根據(jù)終端加載傳輸線的輸入阻抗公式計算得出. 開路枝節(jié)T5的作用是抵消兩個頻率下的電納部分 ?jBB. 由于在一個節(jié)點處并聯(lián)電路的導(dǎo)納為求和，所以T5枝節(jié)在兩個頻率下的輸入阻抗需滿足±jBB，即：

開路枝節(jié)T5的電長度 θ5和 特征阻抗Z5通過求解式(16)和(17)得出：

2.2.3 傳輸線T6和T7的設(shè)計

經(jīng)過傳輸線T4和T5的阻抗變換，可以確定B點兩個頻率的阻抗均為R=1/GB. 構(gòu)造串聯(lián)傳輸線T6和T7為雙頻四分之一波長阻抗變換器，將實阻抗R在 兩個頻率下匹配至負(fù)載RL. 傳輸線T6和T7的特征阻抗和電長度需滿足[13]：

通過計算傳輸線T4、T5、T6和T7的參數(shù)，完成了雙頻下復(fù)阻抗到實阻抗的變換. 將該結(jié)構(gòu)應(yīng)用于雙頻功放的基波匹配電路，不僅可以簡化求解過程，還可以精確地匹配基波阻抗.

3 雙頻高效功放的仿真與測試

為了驗證本文設(shè)計的可實施性，加工了一款工作在1.9/2.6 GHz的雙頻高效放大器. 功放的有源器件選用cree公司的CGH40010 GaN HEMT晶體管.在ADS中對晶體管進(jìn)行LoadPull仿真，獲得封裝面的最優(yōu)基波負(fù)載阻抗和二次諧波負(fù)載阻抗；SourcePull仿真獲得晶體管的最優(yōu)源阻抗. 最優(yōu)負(fù)載阻抗和最優(yōu)源阻抗在史密斯圓圖上的位置如圖3所示.

圖3 最優(yōu)阻抗和匹配電路阻抗在史密斯圓圖上的位置分布Fig. 3 The optimal impedances and the impedances of the matching circuit on the Smith chart

根據(jù)第2節(jié)提出的匹配理論設(shè)計功放的輸入和輸出匹配電路，圖3所示為匹配電路的電磁仿真結(jié)果. 可以看出：基波負(fù)載阻抗和源阻抗均實現(xiàn)了良好的匹配；二次諧波負(fù)載阻抗和最優(yōu)源阻抗差異較大，但仍處在高效率區(qū)域.

功放完整原理圖如圖4所示. 輸入端添加RC穩(wěn)定電路，保證功放在工作頻帶范圍內(nèi)絕對穩(wěn)定. 考慮到輸入端諧波對電路性能影響較小，本設(shè)計忽略輸入諧波.

圖4 本文提出的功放原理圖Fig. 4 Schematic of the proposed power amplifier

圖5所示為晶體管在1.9/2.6 GHz的漏極電壓和電流波形仿真結(jié)果. 由圖5可知，漏極電壓和電流的波形在時域上重疊面積較小. 當(dāng)漏極電壓最大時漏極電流為0，當(dāng)漏極電流最大時漏極電壓為0，符合高效功放的設(shè)計需求.

圖5 晶體管在1.9/2.6 GHz處漏極電壓和電流波形仿真結(jié)果Fig. 5 Simulation result of the drain voltage and current waveforms of the transistor at 19/2.6 GHz

功放實物如圖6所示. 加工介質(zhì)基板選擇厚度為0.787 mm，介電常數(shù)為3.66的羅杰斯4350B. 漏極偏置電壓設(shè)置為28 V，柵極偏置電壓設(shè)置為?2.85 V，確保漏極靜態(tài)電流IDS=200 mA，從而使功放在AB類偏置狀態(tài)下工作. 利用單音連續(xù)波對功放在兩個工作頻率1.9/2.6 GHz處進(jìn)行大信號性能測試，輸入功率從10 dBm調(diào)節(jié)到30 dBm，PAE、輸出功率和增益隨輸入功率變化的曲線如圖7所示. 由圖7可知，功放在兩個頻點的實測峰值PAE分別為72.5%/67.8%，最大輸出功率分別為39.8/40.03 dBm，大信號增益均為10.7 dB. 從圖7也可以看到，由于晶體管模型和實際器件之間存在差異，以及工廠加工和元器件焊接存在誤差，實測性能比仿真性能略有下降.

圖6 功放加工實物圖Fig. 6 Photograph of the designed PA

圖7 PAE、輸出功率和增益隨輸入功率變化曲線Fig. 7 PAE, output power and gain vs. the input power

固定輸入功率為29 dBm，掃描信號頻率范圍為1.7～2.7 GHz. 測試功放的大信號性能隨頻率變化的特性，測試結(jié)果和仿真結(jié)果如圖8所示. 可以看出，PAE在1.9 GHz和2.6 GHz處出現(xiàn)局部最大值，表現(xiàn)出明顯的雙頻特性.

圖8 PAE、輸出功率和增益隨頻率變化曲線Fig. 8 PAE, output power and gain vs. frequencies

表1對本文設(shè)計與國內(nèi)外已發(fā)表文獻(xiàn)進(jìn)行了指標(biāo)對比. 由表1可知，本文提出的雙頻功放性能優(yōu)異，在同類設(shè)計中處于較高水平.

表1 本設(shè)計與其他雙頻功放指標(biāo)對比Tab. 1 Comparison between this design and other dual-band power amplifiers

4 結(jié) 論

本文提出了一種并發(fā)雙頻高效功放的設(shè)計方法.通過對功放高效工作的原理進(jìn)行分析，得出功放的諧波阻抗條件. 提出了一種新型匹配電路，實現(xiàn)基波和二次諧波阻抗精確匹配的同時，降低了設(shè)計難度和電路復(fù)雜度. 加工了一款工作在1.9/2.6 GHz的功放來驗證方法的可行性. 與近年文獻(xiàn)相比之間，設(shè)計的功放具有較高的效率和輸出功率，解決了雙頻帶功放不能在兩個頻帶同時工作和效率不高的問題.由于單端放大器無法高效地放大高峰均功率比的通信信號，后續(xù)研究將著重于雙頻高效Doherty功放的設(shè)計.