(蘇州大學 電子信息學院，江蘇 蘇州 215006)

0 引 言

近年來，隨著無線網(wǎng)絡的不斷發(fā)展，針對不同應用場景下的節(jié)點位置不固定、傳輸速率不確定的需求尤為突出。因此，對無線網(wǎng)絡通信協(xié)議的要求提出了新挑戰(zhàn)。為滿足以上需求，國際上提出了多種無線通信標準，通過采用不同協(xié)議來解決距離或速率的問題。業(yè)界存在支持多種標準的商用化芯片，如TI公司的CC2652系列，該系列芯片支持ZigBee與WiFi協(xié)議，雖能解決速率與距離問題，但芯片輻射與功耗較大，不適用于人體通信等領域。芯科科技的EFR32MG系列和Dialog公司的DA14691這兩個系列芯片均支持ZigBee和藍牙協(xié)議，但這兩種協(xié)議均無法滿足高速率需求。這些商用芯片支持兩個以上的標準協(xié)議方案，但均無法很好解決距離與速率的問題。在文獻報道方面，文獻[1]基于軟件無線電平臺GNU Radio實現(xiàn)了IEEE802.15.4協(xié)議標準的收發(fā)，文獻[2]采用40 nm COMS工藝設計了支持ZigBee、藍牙和無線體域網(wǎng)的數(shù)字基帶芯片，文獻[3]采用130 nm COMS工藝設計了一款基于無線體域網(wǎng)的基帶收發(fā)芯片。雖然有很多文獻研究IEEE802.15.4和無線體域網(wǎng)的，卻少有同時支持IEEE802.15.4與IEEE802.15.6的研究報道。因此，兩者的結(jié)合很有研究價值。IEEE802.15.6的高速率、短傳輸距離的特性與無線體域網(wǎng)絡(以人體中心通信為例)十分契合，而采集較少人體特征信息或需遠距離通信的情況下可以選擇具有低速率、遠傳輸距離特性的IEEE802.15.4協(xié)議，當采集多路人體生理參數(shù)特性信息時數(shù)據(jù)量較大，可以采用支持較高速率的IEEE802.15.6協(xié)議進行無線通信。因此，研究支持IEEE802.15.4/6兩種協(xié)議的無線通信系統(tǒng)十分必要。

本文提出了一種基于GNU Radio+USRP軟件無線電平臺的支持IEEE802.15.4和IEEE802.15.6兩種收發(fā)協(xié)議的通信系統(tǒng)。該系統(tǒng)具有寬頻帶、高靈活度的特性，可以根據(jù)實際需要在兩種協(xié)議之間靈活切換。由于軟件無線電系統(tǒng)具有可配置性，因此有利于后續(xù)系統(tǒng)的改進和拓展，降低了升級維護成本，為實現(xiàn)雙協(xié)議芯片提供了理論支撐。

1 GNU Radio&USRP 平臺

該通信系統(tǒng)采用GNU Radio&USRP平臺，其結(jié)構(gòu)如圖1所示，其中基帶信號處理模塊在GNU Radio中采用軟件方式實現(xiàn)，數(shù)字中頻和射頻部分分別由USRP N210母板和WBX-v4射頻子板的硬件電路實現(xiàn)。

圖1 雙協(xié)議通信系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

1.1 GNU Radio 軟件平臺

GNU Radio是一種基于Linux系統(tǒng)的開源軟件無線電平臺，基于其高度開放性、靈活性和通用性等特點，可以模擬現(xiàn)存大多數(shù)通信系統(tǒng)，因此獲得了國內(nèi)外眾多學者的青睞。GNU Radio平臺采用C++與python相結(jié)合方式進行編程，利用C++語言高速率特點編寫各種底層的信號處理模塊(GNU Radio中定義為block)，python語言實現(xiàn)各模塊間的聯(lián)合調(diào)度，同時采用swig工具將C++模塊綁定到python流圖中[4]，從而實現(xiàn)完整通信流程。GNU Radio平臺自帶的模塊涵蓋了從基礎的數(shù)學運算到復雜數(shù)字濾波器、信道編碼器和調(diào)制解調(diào)器等許多其他通信系統(tǒng)所需的應用，開發(fā)者可以根據(jù)自身需要選擇合適的模塊[5]，同時也可在其基礎上自行開發(fā)所需模塊。

1.2 USRP 硬件平臺

GNU Radio支持多種硬件平臺，常用的有USRP、Hack RF以及RTL 2832等。其中，USRP由于其寬頻帶和低成本以及與GNU Radio的高契合度而成為廣大研究人員的首選方案。

完整的USRP設備由母板和射頻子板組成：母板主要實現(xiàn)信號的中頻處理部分，采用Altera公司的FPGA芯片作為內(nèi)核通過Verilog語言進行開發(fā)并實現(xiàn)相應的功能[6]；射頻子板則實現(xiàn)數(shù)字中頻信號到射頻信號的轉(zhuǎn)換，同時采用25 MHz～2.2 GHz的可調(diào)寬頻段設計，以適用于不同通信協(xié)議。用戶通過GNU Radio內(nèi)置UHD模塊設置所需發(fā)射頻率、采樣速率等參數(shù)，即可完成USRP與GNU Radio之間通信的建立，最后在GNU Radio中運行編寫好的程序流圖即可模擬所需的完整通信系統(tǒng)。

2 基于GNU Radio&USRP平臺雙協(xié)議的設計與實現(xiàn)

2.1 IEEE802.15.4

IEEE802.15.4標準定義了一個MAC層和多個PHY層，本文采用了其中的O-QPSK PHY層。

2.1.1 PHY層幀結(jié)構(gòu)

IEEE802.15.4 PHY層幀結(jié)構(gòu)如圖2(a)所示,PHY層由三部分組成：第一部分為同步幀頭(SHR)，由前導碼和幀定界符(Start of Frame Delimiter，SFD)組成，前導碼長4 B，數(shù)據(jù)位均為“0”，SFD由單字節(jié)組成，其值為“11100101”；隨后為PHY報頭(PHR)，由幀長度信息(7 b)和1 b保留位組成；最后部分為PSDU(Physical Layer Service Data Unit)，即PHY層數(shù)據(jù)服務單元，該部分包含完整的MAC層幀載荷。幀中所有數(shù)據(jù)在發(fā)射的時候都需要經(jīng)歷2.1.3小節(jié)所述的OQPSK擴頻調(diào)制過程。

圖2 PHY層幀結(jié)構(gòu)

2.1.2 MAC層幀結(jié)構(gòu)

MAC層，即媒體訪問控制協(xié)議數(shù)據(jù)單元(MAC Protocol Data Unit，MPDU)，包含媒體控制訪問報頭(MAC Header，MHR)、MAC層有效載荷(payload)和幀尾效驗序列(Frame Check Sequence，F(xiàn)CS)三部分。MHR包含幀長度以及源、目的地址等不同內(nèi)容。payload部分即所要傳輸?shù)膶嶋H數(shù)據(jù)，根據(jù)協(xié)議規(guī)定payload長度應在0～255 B之間。FCS采用CRC-16校驗方式，協(xié)議規(guī)定的生成多項式如式(1)所示：

G(x)=x16+x12+x5+1 。

(1)

將MHR和payload作為輸入，與G(x)進行模二除法運算，所得余數(shù)即為CRC-16的校驗碼。接收端將接收數(shù)據(jù)再次與G(x)進行模二除運算，若余數(shù)為0則通過校驗，否則判定為錯誤幀，丟棄該幀。發(fā)送端，MAC層組包器只需將待發(fā)送數(shù)據(jù)按上述幀結(jié)構(gòu)進行組包，并發(fā)送給PHY層組包器進行后續(xù)組包與調(diào)制。接收端，MAC層將接收數(shù)據(jù)按照上述幀結(jié)構(gòu)進行數(shù)據(jù)解包，并進行CRC校驗，恢復出有效信息。其中組包與解包都是通過MAC幀各部分的國定長度將對應值寫入/提取，并根據(jù)寫入/提取的值生成/校驗數(shù)據(jù)幀。

2.1.3 OQPSK調(diào)制

根據(jù)協(xié)議規(guī)定，OQPSK PHY采用直序擴頻方式，以字節(jié)為單位，將PHY幀每字節(jié)的高四位[b7,b6,b5,b4]和低四位[b3,b2,b1,b0]拆分為兩個符號(symbol)，分別映射成協(xié)議碼表中16個16 b的擴頻序列之一，其中低四位先發(fā)送，高四位后發(fā)送。再經(jīng)串并轉(zhuǎn)換模塊將數(shù)據(jù)分為I/Q兩路，同時將數(shù)據(jù)由[0,1]映射成為[-1,1]，采用內(nèi)插濾波器四倍插值，最后正弦成形，同時將Q路信號延時1/2個碼元長度，以達到正交調(diào)制的目的。經(jīng)上述調(diào)制后，將數(shù)據(jù)流輸入UHD模塊中控制USRP母板對數(shù)據(jù)流進行DAC轉(zhuǎn)換，變?yōu)槟M中頻信號后由射頻子板中的混頻器將信號頻譜搬移至射頻頻段并經(jīng)天線將信號輻射出去，完成發(fā)射任務。

2.1.4 數(shù)據(jù)解調(diào)與解包

由于半正弦成形的OQPSK調(diào)制與MSK調(diào)制方式類似，所以采用低中頻接收機進行接收。實際在GNU Radio中設計的解調(diào)流程框圖3所示。

圖3 IEEE802.15.4解調(diào)流程

USRP接收的數(shù)據(jù)先進入調(diào)頻解調(diào)模塊，該解調(diào)模塊將輸入的I+jQ的復數(shù)信號的共軛信號與其延時一個碼元的信號進行共軛相關(guān)運算，計算公式如(2)所示：

(2)

式中：ej[θ(k)-θ(k+d)]為相鄰碼元的相位偏轉(zhuǎn)值。隨后時鐘恢復模塊采用M&M定時誤差跟隨檢測算法，通過實時采樣輸入數(shù)據(jù)并通過數(shù)字環(huán)路濾波器鎖定相位偏移誤差使其收斂，從而輸出合適的峰值采樣信號，有效消除相位誤差。解包器內(nèi)包含16組根據(jù)擴頻序列計算出的相位序列，依據(jù)OQPSK的調(diào)制原理，相鄰碼之間的相位變化只能為±90°，即ej[θ(k)-θ(k+d)]=±j。由于OQPSK擴頻碼為恒定16組，其每個碼元之間的相位偏轉(zhuǎn)關(guān)系可以提前計算出來。如擴頻碼PN0=0011_1110_0010_0101,則分為I、Q兩路后，PN0_I=0111_10100,PN0_Q=0110_0011。這兩路數(shù)據(jù)經(jīng)發(fā)射端正弦成形后的波形如圖4所示，以T為間隔進行計算即可得到PN0的16 b間相鄰擴頻碼元間的相位變化關(guān)系，即PN0_Phase=[j,j,j,-j,j,-j,-j,-j,j,j,-j,-j,-j,j,-j]。對于軟件無線電而言，符號同步是一大難點，為此設計了基于滑動窗口的算法，將接收信號逐比特與PN0-16的相位偏轉(zhuǎn)表對比，直至匹配到PN0_Phase的值，視為檢測到數(shù)據(jù)幀，進入符號解包狀態(tài)，并基于接收幀中的幀長信息確認幀尾位置，完成解包并將PHY幀內(nèi)容去除，MAC層幀數(shù)據(jù)發(fā)送至MAC模塊進一步處理。同時解包器模塊還定義了一個可調(diào)誤差,表示接收到的16 b擴頻碼最多可以誤差比特數(shù)，即錯誤相位數(shù)小于該值則認為接收到對應PN碼，以增加系統(tǒng)魯棒性。

圖4 擴頻碼PN0相位偏轉(zhuǎn)圖

2.2 IEEE802.15.6

同樣，IEEE802.15.6標準也定義了一個支持多種PHY的MAC層，例如窄帶(Narrow Band，NB)PHY、超寬帶(Ultra Wide Band，UWB)PHY和人體通信(Human Body Communications，HBC)PHY等。出于泛用性和成本考慮，本文采用國際上使用范圍最廣的NB PHY。

2.2.1 PHY/MAC層幀結(jié)構(gòu)

NB PHY層的幀結(jié)構(gòu)圖2(b)所示。PHY數(shù)據(jù)單元(PHY Protocol Data Unit,PPDU)由三部分組成：PLCP(Physical Layer Convergence Protocol)前導碼、PLCP報頭和PHY層數(shù)據(jù)載荷。PLCP前導碼由長短兩種同步序列碼組成，用于接收機定時同步和載波偏移恢復。PLCP報頭包含接收機解調(diào)所需信息，為保護這些信息，PHY報頭后加入了幀校驗(Header Check Sequence,HCS)，采用CRC-4方式由PHY報頭數(shù)據(jù)作為輸入生成4 b的幀校驗碼。CRC-4的生成多項式如式(3)所示，實現(xiàn)方式與2.1節(jié)中CRC-16類似，此處不再展開敘述。

G(x)=x4+x+1 。

(3)

在HCS之后，為提升系統(tǒng)魯棒性，協(xié)議采用BCH(51,63)編碼的縮短版本BCH(19,31)作為前向糾錯編碼，生成多項式為如式(4)所示:

G(x)=x12+x10+x8+x5+x4+x3+1 。

(4)

將15 b的PHY報頭和產(chǎn)生的4 b的HCS作為輸入生成12 b的前向糾錯碼并添在HCS后發(fā)送，該糾錯碼最多能糾正2 b的數(shù)據(jù)位，提高了接收端的精確度。具體的BCH編解碼實現(xiàn)參考了文獻[3]，由于篇幅限制，此處不詳細說明。PSDU部分為完整的MAC層載荷(即MAC層數(shù)據(jù)單元 MPDU)。由于與IEEE802.15.4的MAC層幀結(jié)構(gòu)、組包、解包等類似，這里不再重復介紹。

2.2.2 DBPSK與D8PSK調(diào)制

IEEE802.15.6 協(xié)議基于NB PHY定義了幾種不同的頻段范圍，基于USRP的寬頻帶特性，可以模擬絕大多數(shù)頻段NB PHY的通信情況。為了更好地說明調(diào)制過程，表1給出了402～405 MHz頻段下的NB PHY調(diào)制參數(shù),其中，k為有效信息數(shù)，n為單個碼片總信息數(shù)。

表1 IEEE802.15.6 402～405 MHz NB PHY調(diào)制參數(shù)

為了驗證系統(tǒng)具有普適性，本文采用了M=2和M=8兩種不同的調(diào)制速率來體現(xiàn)系統(tǒng)的延展性。實際設計的程序流程如圖5(a)所示。

圖5 IEEE802.15.6系統(tǒng)數(shù)據(jù)流程圖

首先MAC層模塊數(shù)據(jù)封裝成MAC幀，然后送入PHY組包器生成完整PHY數(shù)據(jù)幀，當取M=2時，進行DBPSK調(diào)制；取M=8時，PLCP部分進行DBPSK調(diào)制和PSDU進行D8PSK調(diào)制。DPSK調(diào)制方式因其良好的抗噪聲性能及較高的數(shù)據(jù)速率而被廣泛應用于數(shù)字通信系統(tǒng)中，它將輸入比特進行差分編碼并映射至同相支路(I)和正交支路(Q)。DPSK信號的表達式為

s(t)=sin(ωct+φk),φk=φk-1+Δφk。

(5)

式中：φk-1為上一碼元的絕對相位，Δφk為當前碼元與上一碼元之間的相位差。通過上述公式，DPSK調(diào)制器將輸入比特流的相對相位轉(zhuǎn)換為絕對相位，消除了碼間串擾，同時有效杜絕了上一碼元錯誤對下一碼元的影響(解調(diào)端只需考慮當前相位與上一碼元相位間的差值)。根據(jù)公式(5)可以得出I、Q路的表達式，如公式(6)所示：

(6)

表2為D8PSK 比特流與相對相位之間的映射關(guān)系，采用格雷碼映射方式進一步增加了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。DBPSK僅需映射至3/π或2/π，此處不再列表說明。

表2 二進制序列與相對相移關(guān)系

完成映射之后，將I、Q路數(shù)據(jù)進行成形濾波即可完成DPSK調(diào)制，后經(jīng)UHD控制USRP完成后續(xù)信號處理并經(jīng)過天線將信號輻射出去。

2.2.3 數(shù)據(jù)解調(diào)與解包

DPSK信號為多進制相移信號，可采用相干解調(diào)和差分解調(diào)等方法。差分解調(diào)雖不需要恢復同步載波，易于實現(xiàn)，但是其抗噪聲性能與相干解調(diào)相去甚遠。為提升系統(tǒng)性能，本文采取相干解調(diào)的方式。具體的解調(diào)過程如下：

Step1 解調(diào)時將接收到的信號乘以兩倍的幅值的相干載波。令

x(t)=s(t)·2sin(ωct)= 2sin(ωct+φk)·sin(ωct)=

cosφk-cos(2ωct+φk)，

(7)

y(t)=s(t)·2cos(ωct)=2sin(ωct+φk)·cos(ωct)=

sin(2ωct+φk)+sinφk。

(8)

Step2 低通濾波器濾除二階高頻分量，則可得Ik=cosφk，Qk=sinφk。

Step 1與Step 2由USRP完成，經(jīng)過Step 1與Step 2，得到了Ik與Qk的波形，但是仍需確定最佳采樣位置并且去除由于多徑干擾等帶來的相位和頻率偏移同時去除噪聲信號，剩下的步驟在GNU Radio軟件平臺上實現(xiàn)。軟件端解調(diào)流程如圖5(b)所示。

Step3 進行定時同步，找到最佳采樣位置。采用文獻[7]中提出的多相時鐘同步恢復算法，設計了兩個濾波器組，其中一組濾波器作為信號脈沖整形的匹配濾波器(例如根升余弦濾波器)，另一組為第一組濾波器的導數(shù)濾波器。該算法通過最小化濾波信號的導數(shù)值來進行定時同步，使得信噪比(Signal-to-Noise Ratio，SNR)最大化同時保證了符號間干擾(Inter-symbol Interference,ISI)最小化。

Step4 消除多徑效應的影響。采用CMA盲均衡算法來消除其余路徑的信號分量干擾。由于CMA算法對相位不敏感的特性，即使存在一定相位偏移，該算法依舊可以很好地將信號收斂到單位圓上，從而最大化抑制多徑干擾。

Step5 進行頻率和相位進行精確地校正。采用數(shù)字COSTAS環(huán)進行頻率和相位的精確校正，使得輸出信號的相偏與頻偏最小化。

Step6 進行DPSK解映射。通過式(7)和式(8)可得

Ik′=cos(Δφk)=cos(φk-φk-1)=

cosφkcosφk-1+sinφksinφk-1=

IkIk-1+QkQk-1,

(9)

Qk′=sin(Δφk)=sin(φk-φk-1)=

sinφkcosφk-1-cosφksinφk-1=

QkIk-1-IkQk-1。

(10)

Ik′、Qk′即為相對相位的正余弦值，根據(jù)符號與相位映射關(guān)系表即可將Ik′、Qk′映射回比特流。

Step7 進行數(shù)據(jù)解包。方式類似于OQPSK解包，首先根據(jù)可變長度的滑動窗口來逐比特搜尋前導碼，找到前導碼后進入解包狀態(tài)，并通過解包得到的幀數(shù)據(jù)進行BCH與CRC校驗與幀完整性校驗，若校驗成功則表示接收到正確幀信息。這部分在packe_sink模塊內(nèi)實現(xiàn)。

3 雙協(xié)議通信系統(tǒng)的測試驗證

本次設計采用GNU Radio+USRP平臺實現(xiàn)了IEEE802.15.4、IEEE802.15.6雙協(xié)議數(shù)字收發(fā)系統(tǒng)，包含兩種協(xié)議所規(guī)定的MAC層PHY層內(nèi)容。整個系統(tǒng)基于已有模塊和自行設計的模塊搭建。實際設計的GRC(GNU Radio可視化界面)流圖如圖6所示，其中的MAC模塊和PHY模塊均包含完整的收發(fā)功能。由于PHY層的復雜性，我們隱藏了內(nèi)部細節(jié)并封裝到單獨模塊中，其內(nèi)部功能與第2節(jié)所述一致。SEL_Protocol為模式選擇模塊，可以通過sel_mod參數(shù)進行IEEE802.15.4和IEEE802.15.6協(xié)議的切換。兩個UHD模塊實現(xiàn)與USRP通信，可以根據(jù)輸入的參數(shù)控制USRP的數(shù)據(jù)速率以及中心頻率等參數(shù)。此處，將IEEE802.15.4的數(shù)據(jù)速率設置為了500 kb/s(數(shù)據(jù)速率250 kb/s，采用4～16擴頻后經(jīng)I、Q分路使得數(shù)據(jù)速率擴展為500 kb/s)，IEEE802.15.6的數(shù)據(jù)速率設置為187.5 kb/s、750 kb/s與1 500 kb/s。Random Message Source模塊產(chǎn)生數(shù)據(jù)長度可變的隨機比特流作為MAC層數(shù)據(jù)輸入，WireShark與File Sink模塊對接收的數(shù)據(jù)幀進行實時捕捉并保存到文件中以便進行結(jié)果分析。

圖6 雙協(xié)議收發(fā)系統(tǒng)GRC流圖

3.1 發(fā)射端

為更好體現(xiàn)系統(tǒng)的性能，在采用隨機的數(shù)據(jù)發(fā)生器產(chǎn)生連續(xù)的不同長度的數(shù)據(jù)作為MAC層的輸入，實際上該系統(tǒng)也可和很多已知的高層協(xié)議棧進行通信(例如rime stack等)。具體發(fā)射端流程如下：首先將產(chǎn)生的隨機數(shù)據(jù)流送入MAC層模塊，在該模塊按協(xié)議規(guī)定的格式組包并送入PHY層模塊進行后續(xù)的物理層組包和數(shù)據(jù)調(diào)制，然后通過“UHD:USRP sink”模塊將以調(diào)數(shù)據(jù)發(fā)送至USRP中進行空中傳輸。

3.2 接收端

在接收端，根據(jù)需要設定合適的USRP接收頻率、信號增益和采樣速率等參數(shù)后，數(shù)據(jù)流被送入PHY層進行定時同步、相位和頻率同步等模塊恢復出以調(diào)數(shù)據(jù)流。之后將恢復的信號基于不同調(diào)制方式進行解映射，并基于兩種不同的協(xié)議分別進行幀校驗，將校驗通過的數(shù)據(jù)發(fā)送至MAC層模塊進行后續(xù)的MAC解包，最終MAC層APP_OUT端口輸出的即為原始隨機數(shù)據(jù)流。

3.3 測試過程與結(jié)果

圖7為收發(fā)系統(tǒng)實物圖，兩臺 USRP設備使用以太網(wǎng)口直接與兩臺PC相連。為更好地測試系統(tǒng)性能，在發(fā)射端添加不同電平高斯白噪聲來調(diào)節(jié)SNR。為確保結(jié)果可靠性，針對不同的SNR，均傳輸1 000幀數(shù)據(jù)來進行接收端誤包率(Packet Error Ratio，PER)分析。采用WireShark網(wǎng)絡嗅探器對接收的數(shù)據(jù)實時抓包，對比輸入輸出數(shù)據(jù)流可以得出兩種協(xié)議的PER。

圖7 雙協(xié)議系統(tǒng)實物圖

圖8是WireShark軟件在SNR為9 dB且數(shù)據(jù)速率1 500 kb/s下實時捕捉的數(shù)據(jù)包，上方為發(fā)送數(shù)據(jù)，下方為接收數(shù)據(jù)。對比收發(fā)數(shù)據(jù)可知其基本一致，從而驗證了系統(tǒng)的可靠性。

圖8 WireShark實時數(shù)據(jù)包

圖9為不同SNR下進行實驗的結(jié)果。分析實驗結(jié)果可發(fā)現(xiàn)，隨著SNR的提升，兩種協(xié)議的PER顯著降低，SNR為6 dB時，IEEE802.15.4協(xié)議PER已低于1%；SNR為8 dB時，IEEE802.15.6協(xié)議的PER低于10%，滿足協(xié)議通信需求。進一步分析發(fā)現(xiàn)IEEE802.15.4協(xié)議的PER遠低于IEEE802.15.6協(xié)議，這是因為IEEE802.15.4協(xié)議采用OQPSK直序擴頻調(diào)制方式并且速率相對更低，因此降低了對系統(tǒng)SNR的要求。考慮到IEEE802.15.6短傳輸距離的特性，實際系統(tǒng)SNR不會太低，因此能滿足實際通信需求，從而驗證了雙協(xié)議系統(tǒng)的可行性。

圖9 接收端誤包率曲線圖

4 結(jié)束語

IEEE802.15.4和IEEE802.15.6協(xié)議都是十分成熟且用途廣泛的無線標準,兩者的系統(tǒng)化聯(lián)合更在人體醫(yī)學監(jiān)測等領域有著廣闊的前景和應用空間，對于人體醫(yī)療設備的發(fā)展有著重要意義。本文在現(xiàn)有的GNU Radio和USRP聯(lián)合軟件無線電平臺的基礎上，結(jié)合內(nèi)部模塊及自行設計的模塊，成功地在該平臺上將IEEE802.15.4和IEEE802.15.6協(xié)議相結(jié)合，完成了整套雙協(xié)議收發(fā)平臺的搭建和驗證。實驗結(jié)果表明了這兩種協(xié)議相結(jié)合的可行性，為日后芯片化、商業(yè)化研發(fā)起到了引導作用。后續(xù)將在該平臺的基礎上將數(shù)字基帶移植到ASIC設計上，提升系統(tǒng)實用性。