袁立強 高 深 姬世奇 肖風良 吳明寬

基于占空比同步的電力電子變壓器低壓交流端口模式切換控制

袁立強1高 深1姬世奇1肖風良2吳明寬2

（1.電力系統(tǒng)及發(fā)電設備安全控制和仿真國家重點實驗室（清華大學電機系） 北京 100084 2. 山東泰開高壓開關有限公司 泰安 271000）

多端口電力電子變壓器是面向未來智能配電網(wǎng)的關鍵設備，正示范應用于新能源發(fā)電、交直流混合電網(wǎng)和數(shù)據(jù)中心供電系統(tǒng)中。當多臺電力電子變壓器集群運行時，能夠提供互聯(lián)、共享、互補、優(yōu)化的能力，但需要互聯(lián)端口模式切換控制的支撐。該文依托電力電子變壓器集群示范工程，提出一種基于占空比同步的交流端口模式切換控制，能夠不依賴端口控制策略的同構性，而有效減小切換過程的暫態(tài)沖擊。該文通過諧波線性化方法分析了并聯(lián)逆變器系統(tǒng)阻抗特性，對切換過程中出現(xiàn)的振蕩問題進行了分析，提出基于改進阻尼和分步同步切換策略，提高了切換過程的穩(wěn)定性。在兩臺MA·A級電力電子變壓器互聯(lián)系統(tǒng)上，實驗驗證了所提控制的有效性。

電力電子變壓器 并聯(lián)逆變器 主從式結構 平滑切換

0 引言

多端口電力電子變壓器（Power Electronics Transformer，PET）或電能路由器（Electric Energy Router）是面向未來智能配電網(wǎng)的關鍵設備[1]，正示范應用于新能源發(fā)電、交直流混合電網(wǎng)和數(shù)據(jù)中心供電系統(tǒng)中[2]。

以圖1所示的某數(shù)據(jù)中心示范工程的電力電子變壓器為例：每個PET分別具有10kV高壓交流、750V低壓直流、10kV高壓直流和380V低壓交流四類端口，針對該結構的PET的研究可以參見文獻[3-6]。示范工程中，四臺PET同類型端口互聯(lián)運行，按主從式結構運行，系統(tǒng)結構如圖2所示，其中主機表示該端口采取恒壓模式運行，從機則表示端口采取恒功率模式運行。由于數(shù)據(jù)中心供電高效率和高可靠性的要求，當主機故障需要一臺從機變?yōu)橹鳈C保證端口電壓和功率穩(wěn)定，或者效率尋優(yōu)算法判斷某一臺機器工作于主機模式時效率更高，則需要主機和一臺從機配合完成模式切換，而交流端口的模式切換相對直流端口更為復雜，本文主要研究電力電子變壓器系統(tǒng)低壓交流端口的模式切換控制。

針對逆變器的形態(tài)切換研究主要面向應用場景為單臺或多臺逆變器構成的交流微網(wǎng)在孤島運行模式和并網(wǎng)運行模式之間的平滑切換[7-16]。目前針對這一應用場景已有大量研究，主要思路有基于主從結構的平滑切換方法[7-8]、基于下垂控制的切換方法[9-13]、主從控制和對等控制結合[14]方法、基于虛擬同步發(fā)電機的逆變器控制和模式切換[15-16]?；赑Q和V/f的主從切換策略雖然可以實現(xiàn)雙模式的平滑切換，但是受限于主從同構的穩(wěn)態(tài)結構設計；常規(guī)下垂控制效果受到線路阻抗影響，當供電設備和負載短距離就近連接時，下垂控制策略較為復雜，增大了設計難度，虛擬同步控制也有控制參數(shù)設計復雜的問題。文獻[17]將控制器的切換擴展到了常規(guī)PQ控制和下垂控制間的切換，但是沒有對切換過程的穩(wěn)定性進行分析。

圖1 高壓進線的四端口PET拓撲結構

圖2 數(shù)據(jù)中心兩臺四端口PET系統(tǒng)結構

面向逆變器并離網(wǎng)所提出切換方法主要是針對單臺逆變器的行為，而面向數(shù)據(jù)中心的供電解決方案，高壓進線[18]后通過固態(tài)變壓器轉換輸出低壓交流的站用電具有較高的供電效率，因此站用380V交流電一般由電網(wǎng)構建型變換器支撐，不與傳統(tǒng)交流電網(wǎng)直接相連。在此情景下，低壓交流端口的模式切換要求兩個控制器幾乎同時交換工作模式，保障數(shù)據(jù)中心設備的穩(wěn)定運行。相比于并離網(wǎng)只對主控逆變器進行控制，同步切換對實時性和并聯(lián)逆變器的穩(wěn)定性要求更高。文獻[19]介紹了艦載逆變器和同步發(fā)電機之間的協(xié)調(diào)控制和模式切換，文中提到了同步發(fā)電機和逆變器的阻抗匹配是切換的關鍵影響因素。

本文主要針對主從式逆變器系統(tǒng)構建電網(wǎng)運行時，主從控制結構具有較大差異情況下的平滑過渡問題進行研究。首先介紹了主從逆變器的控制策略，提出了一種基于占空比同步的切換控制，解決了雙模式異構控制器切換問題；在對兩臺并聯(lián)逆變器的切換過程穩(wěn)定性問題分析基礎上，提出了一種分步同步的切換控制方法，避免了切換過程中逆變器阻抗不匹配導致暫態(tài)振蕩甚至失穩(wěn)的情況。

1 PET低壓交流控制策略

PET低壓交流端口并聯(lián)運行結構如圖3所示，單個交流端口的結構為三相四橋臂，濾波器為LC濾波器，第四橋臂輸出經(jīng)濾波器后接地，且通過50%占空比控制保證中性點電壓平衡。設1號PET低壓交流端口采用主控制結構，2號PET低壓交流端口采用從控制結構，分別控制公共點交流電壓和端口功率分配。

圖3 PET低壓交流端口主從式結構

1.1 逆變器從模式控制

從機控制器選取為基于旋轉坐標系的電流PI控制方法，其理論基礎是三相對稱逆變器在旋轉坐標系下的電路模型，即

圖4 從控制器結構

1.2 逆變器主模式控制

主模式控制選取四橋臂分相獨立的諧振控制方法，該方法相比于旋轉坐標系的優(yōu)勢在于：①每一相電壓單獨控制，因此三相負載不對稱工況下，主機仍能確保三相電壓對稱；②省去了電壓電流的Park變換和控制器輸出時的Park反變換，極大地減少了控制器計算量；③諧振控制器的特點使得該算法的諧波增益很低，同時省略了不對稱工況下的正、負、零序控制，具有簡單的控制結構。

主機控制的結構框圖如圖5所示，分相獨立的諧振控制方法的核心是電壓外環(huán)的準PR調(diào)節(jié)器，該控制器在連續(xù)系統(tǒng)中的傳遞函數(shù)為

圖5 主控制器結構

對比主從雙模式的控制結構，可以發(fā)現(xiàn)兩結構既沒有共同的電流內(nèi)環(huán)，電壓電流等物理量的坐標系也不同，對于這種主從結構差異較大（后續(xù)稱為異構）的情況常規(guī)的主從切換方法無法適用。

1.3 逆變器前級控制策略

數(shù)據(jù)中心示范工程中的PET多端口連接采取了模塊化多有源橋（Modular Multi-Active Bridge, MMAB）的結構[4-5]，具體結構如圖1所示。低壓交流端口到高壓交流之間的電能變換，包含高壓交流側整流控制、MMAB級的電壓控制以及逆變器控制。由于系統(tǒng)結構較為復雜，本文只對逆變級影響較大的MMAB電壓控制進行說明和分析。

根據(jù)文獻[3]中提出的基于交叉前饋解耦的MMAB多端口協(xié)同控制策略，可以將低壓交流端口直流側的電壓控制簡化為以HVAC為一次側、LVAC為二次側的DAB電壓控制策略，如圖6所示。

圖6 等效DAB控制器結構

由圖6的控制框圖，可以得到逆變前級的電壓控制的開環(huán)傳遞函數(shù)為

式中，為電壓調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)；為采樣部分的延遲環(huán)節(jié)；為驅動部分等效的采樣保持環(huán)節(jié)；為電壓和模塊并聯(lián)數(shù)相關的常數(shù)；為直流側的濾波電容。取額定電壓代入開環(huán)傳遞函數(shù)，可得開環(huán)傳遞函數(shù)Bode圖如圖7所示。結果顯示電壓傳遞函數(shù)的截止頻率在6kHz左右，該結果表明等效的DAB電壓控制具有較快的動態(tài)響應，因此對逆變級的影響較小。為了簡化分析，在后續(xù)的逆變側阻抗計算中，將忽略直流電容電壓的動態(tài)。

2 基于占空比同步的切換控制

2.1 主機預同步

針對異構情況下形態(tài)切換的需求，本文提出了一種基于占空比預同步的切換控制，如圖8所示，其中m和s分別表示主模式和從模式控制器輸出占空比。圖中切換開關=1時表示控制器工作于主機模式，=0時表示控制器工作于從機模式。當控制器工作于從機模式時，主模式控制器的輸入為主模式控制器的輸出占空比和從模式控制器的輸出占空比，考慮到從機輸出的占空比信號基波為50Hz工頻信號，主模式控制器的諧振特性使得主模式的輸出可以跟隨從模式輸出變化。切換瞬間，輸出到驅動的信號由從模式輸出改變?yōu)橹髂Ｊ捷敵?，同時將主模式控制器輸入改變?yōu)殡妷簠⒖贾岛碗妷翰蓸又怠?/p>

圖8 基于占空比同步的平滑切換算法

2.2 從機切換重置方法

當變換器需要由主機切換為從機時，對應圖8中開關=1變?yōu)?0，從機控制器投入運行，這個過程中需要對從模式控制器內(nèi)置積分器進行賦值，以保證控制器輸出和穩(wěn)態(tài)結果盡量一致。期望的控制器輸出對應于逆變器濾波前的輸出電壓，該期望值可以通過公共點電壓和濾波電感上的壓降在dq坐標系下計算得到。

2.3 通信延遲影響

前2.1和2.2小節(jié)的分析均基于參數(shù)無偏差且忽略采樣和控制下發(fā)等環(huán)節(jié)延遲的理想情況，由于本文所研究的模式形態(tài)切換涉及兩臺變換器的相互配合，控制器需要通過相互通信確保切換的同步執(zhí)行，而實際系統(tǒng)中不可避免地存在通信延遲，此外電壓電流的紋波無法完全消除，切換時系統(tǒng)擾動仍然存在?？紤]到互聯(lián)通信受到電磁干擾，可能出現(xiàn)通信錯誤的情況，項目實施中為避免意外的通信錯誤導致切換失敗，通信的一幀數(shù)據(jù)中只包含3位有效數(shù)據(jù)，用于表示切換狀態(tài)和切換類型，其余均為校驗位。當校驗位錯誤時，控制器保持原有模式繼續(xù)運行幾個控制周期，直到接收到正確的數(shù)據(jù)或者超時保護。在延遲時間內(nèi)系統(tǒng)會逐漸偏離工作點。在系統(tǒng)穩(wěn)定性良好且通信正常的情況下，上述擾動造成的影響很小，但是如果因為參數(shù)設計、通信錯誤等原因，并聯(lián)逆變器系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度較小或者通信延遲較大、通信出現(xiàn)錯誤時，系統(tǒng)偏離正常工作狀況較遠，可能導致電壓電流出現(xiàn)振蕩。

3 提高切換穩(wěn)定性的分步控制

在數(shù)據(jù)中心示范工程PET實際運行過程中，發(fā)現(xiàn)即使采用預同步和切換重置結合的方法，系統(tǒng)在切換時仍有可能出現(xiàn)暫態(tài)振蕩，一方面原因是非理想因素導致切換瞬間引入了擾動，另一方面是并聯(lián)系統(tǒng)本身的穩(wěn)定裕度不足，在切換過程擾動大的情況下容易振蕩。本節(jié)針對切換過程中的振蕩問題，首先分析了并聯(lián)系統(tǒng)穩(wěn)定性，并以此為基礎提出了改進阻尼的分布切換方法，解決了切換過程中的暫態(tài)振蕩。

3.1 并聯(lián)系統(tǒng)穩(wěn)定性

并聯(lián)系統(tǒng)的穩(wěn)定性分析方法主要有狀態(tài)空間方程特征值分析法、阻抗分析法和非線性分叉理論[20-26]等。本文選取物理意義明確，且可以更為直觀地展現(xiàn)阻抗與頻率關系的阻抗分析法對并聯(lián)逆變器系統(tǒng)的穩(wěn)定性進行分析。

并聯(lián)逆變器系統(tǒng)阻抗分析法是將系統(tǒng)根據(jù)電網(wǎng)構建型和跟隨型的特點，分別等效為一個戴維南支路和諾頓支路，當各自電壓源和電流源穩(wěn)定的前提下，兩并聯(lián)變換器交換電流可以寫作

為了使系統(tǒng)具有較高的阻抗比裕度，一般要求系統(tǒng)阻抗比滿足

從開環(huán)傳遞函數(shù)的角度理解，式（6）使得并聯(lián)變換器系統(tǒng)具有較大的幅值裕度。從電網(wǎng)構建型變換器和并網(wǎng)型變換器的角度出發(fā)，當電網(wǎng)構建型變換器具有較小的輸出阻抗，或者并網(wǎng)型變換器具有較高的輸入阻抗時，系統(tǒng)具有更好的穩(wěn)定性。

3.2 主機輸出阻抗分析

根據(jù)Mason公式可以寫出輸出阻抗的表達式為

圖9 主機輸出阻尼伯德圖

3.3 從機輸入阻抗分析

電網(wǎng)跟隨型逆變器的外環(huán)控制帶寬一般遠小于電流內(nèi)環(huán)，因此在分析輸入阻抗時可以忽略功率外環(huán)的動態(tài)，認為電流內(nèi)環(huán)具有固定的參考值。文獻[23]給出了單電感濾波的從機系統(tǒng)序阻抗的求解方法。推導過程考慮了延遲環(huán)節(jié)、采樣環(huán)節(jié)、鎖相環(huán)等因素的影響。由于本文雙模式的形態(tài)切換面臨的問題是較高頻率的振蕩，因此忽略鎖相環(huán)和功率外環(huán)等低帶寬環(huán)節(jié)的影響，推導出單電感濾波的輸入阻抗為

以上結果為針對單電感控制器的輸入阻抗傳遞函數(shù)，本文研究面向的電力電子變壓器逆變模塊輸出級含有濾波電容，由于圖4所示的控制環(huán)路中電容電流不參與控制環(huán)路調(diào)節(jié)，因此輸入阻抗可以看作電容和單電感逆變器輸出阻抗的并聯(lián)結果，即

由式（10）得到的LC濾波的逆變器輸入阻抗表達式，結合表1中控制器參數(shù)和電路參數(shù)，得到LC濾波的從機輸出阻尼Bode圖如圖10所示。輸入阻抗的頻率特性表明該系統(tǒng)在低頻段的幅值遠大于電網(wǎng)構建型逆變器的輸出阻抗，但是在較高頻段，特別是諧振頻率800Hz附近，輸入阻抗和輸出阻抗具有接近的幅值，且主機輸出阻抗相位響應隨頻率快速變化，阻抗比很有可能包含(-1，j0)點，導致互聯(lián)逆變器高頻穩(wěn)定性不足。

分析已知互聯(lián)逆變器系統(tǒng)具有較小的高頻穩(wěn)定裕度，且切換過程容易引入高頻擾動，因此系統(tǒng)在切換時刻可能出現(xiàn)高頻振蕩，導致切換性能下降甚至切換失敗停機。由于從機的阻尼在高頻段主要由延遲環(huán)節(jié)和濾波器參數(shù)決定，調(diào)節(jié)的范圍有限，并且高頻阻尼幅值裕度低的主要原因是主機阻尼在諧振頻率附近迅速增大，因此本文選擇對切換過程中主機阻尼特性進行改良。最為簡單的一種改善高頻阻尼特性的方法是使變換器運行于半開環(huán)模式，該模式?jīng)]有電壓閉環(huán)，通過前一時刻的電壓電流計算得到控制器輸出占空比的幅值和初始相位，該方法的好處是同時改善了阻尼特性和戴維南支路電壓源穩(wěn)定性，缺點是存在穩(wěn)態(tài)誤差，且諧波控制能力差。該模式下變換器的輸出阻尼近似為變換器的濾波電抗，其頻率特性如圖11所示，改進后的阻尼特性犧牲了低頻阻尼特性，獲得了更小的高頻阻尼，從而保證切換動態(tài)不會出現(xiàn)高頻振蕩。

圖11 改進主機輸出阻尼伯德圖

3.4 分步切換控制

為了提升系統(tǒng)在模式切換時刻的穩(wěn)定性，同時不影響原有控制系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能，本文采用一種分步切換的控制方法。該方法的切換過程如圖12所示。初始時刻1號機工作于恒壓模式，2號機工作于功率模式，①1號機從恒壓模式轉為功率控制，這一步通過2.2節(jié)中提到的控制器初始化方法實現(xiàn)；②2號機切換為主機，先運行改進阻尼的電壓模式，保證并聯(lián)系統(tǒng)不會因切換擾動而發(fā)生高頻振蕩，由于過渡電壓控制不含調(diào)節(jié)器和電壓閉環(huán)，因此只需獲取初始參考電壓相位；③2號機再從改進阻尼的電壓模式轉換為常規(guī)電壓模式，這一步按照2.1節(jié)介紹的同步方法，用常規(guī)電壓模式控制器跟隨改進阻尼的電壓模式控制器輸出。

圖12 分步切換時序圖

分步切換方法實質(zhì)上是將主從形態(tài)切換分解為兩步，第一步雙機主從模式開始互換，因為前面提到的非理想因素，這一步具有較大的擾動，常規(guī)切換時主從并聯(lián)系統(tǒng)阻尼特性容易受該擾動引起高頻振蕩，因此采樣改進主機阻尼特性來提升系統(tǒng)抗擾動能力；第二步再將主機從過渡模式轉為常規(guī)運行模式，該步不受通信延遲因素影響，擾動很小，因此具有良好的動態(tài)性能。

4 仿真及實驗驗證

4.1 逆變器阻抗頻率特性驗證

本文以數(shù)據(jù)中心示范工程兩臺1MV?A的PET低壓交流端口為原型，搭建了逆變級的仿真平臺，通過小擾動分析方法仿真計算出100～2 000Hz頻段的阻抗特性，仿真與理論分析的對比結果如圖13和圖14所示。

圖13 主機輸出阻尼理論曲線與仿真結果

圖14 從機輸入阻尼理論曲線與仿真結果

仿真結果和理論分析給出的數(shù)值在中高頻段吻合較好，結合第3節(jié)的分析說明了原并聯(lián)逆變器系統(tǒng)在800Hz附近的穩(wěn)定性較差。

4.2 主從切換實驗驗證

本文以應用于數(shù)據(jù)中心的電力電子變壓器進行了逆變端口的主從切換實驗驗證，實驗平臺如圖15所示。

圖15 數(shù)據(jù)中心MV·A級PET示意圖

實驗工況為整機四端口并聯(lián)運行，高壓交流接10kV電網(wǎng)，功率在并聯(lián)端口間分配。通過手動下發(fā)指令或者故障檢測指令生成切換信號，主機檢測到切換信號后進行模式切換，同時通過光纖通信給從機發(fā)出模式切換指令。電路參數(shù)見表1。

表1 并聯(lián)逆變器系統(tǒng)參數(shù)

Tab.1 The parameters of parallel inverter system

通過錄波儀記錄公共連接點（Point of Common Coupling, PCC）三相電壓和一號機單相電流。圖16為無同步算法實驗結果，切換瞬間電壓、電流出現(xiàn)劇烈波動，系統(tǒng)迅速失穩(wěn)觸發(fā)保護；圖17和圖18分別為含同步算法的單步失敗和成功的切換結果，同步算法在一定情況下減小了切換振蕩，但是由于系統(tǒng)抗高頻擾動能力差，所以單步切換仍存在失敗情況；圖19為雙步切換結果，主機采用了3個工頻周期的過渡算法，也即改進阻尼的電壓控制方法。

圖16 無同步算法情況下主從形態(tài)切換失敗波形

圖17 含同步算法的單步形態(tài)切換失敗波形

圖18 含同步算法的單步形態(tài)切換成功波形

圖19 含同步算法的分步形態(tài)切換波形

對比四種不同的實驗結果，可以總結出以下結論：

（1）無同步算法的情況下進行形態(tài)切換時，控制器參數(shù)突變，導致公共點電壓電流波形快速振蕩，系統(tǒng)迅速失穩(wěn)，結果如圖16所示。

（2）有同步算法但阻尼不匹配的情況下，當切換延遲較高或負載功率增大時，切換容易出現(xiàn)失敗，結果如圖17所示。

（3）有同步算法但阻尼不匹配的情況下，當通信延遲小且負載功率小的情況下主從機可以成功切換，結果如圖18所示。

（4）過渡電壓模式使得系統(tǒng)具有更好的魯棒性，可以保證主從機穩(wěn)定切換，但過渡電壓模式的穩(wěn)態(tài)控制性能較差，結果如圖19過渡算法開始瞬間電壓電流波形。

（5）同步算法保證過渡電壓模式和常規(guī)電壓模式間相對平滑過渡，結果如圖19過渡算法結束瞬間電壓電流波形。

5 結論

本文提出的基于占空比同步的模式切換控制可以實現(xiàn)主從異構情況下互聯(lián)逆變器系統(tǒng)的平滑模式切換。基于諧振原理的占空比跟隨算法和基于逆變器dq坐標系數(shù)學模型的控制器重置方法可以保證切換瞬間控制器狀態(tài)的連續(xù)。針對數(shù)據(jù)中心電力電子變壓器的阻抗特性分析表明，主從機在LC濾波器諧振頻率附近的阻抗比可能越過了穩(wěn)定邊界，因此在切換擾動情況下系統(tǒng)的穩(wěn)定性難以保證。本文提出的過渡電壓控制方法可以提升系統(tǒng)模式切換過程中的魯棒性，分步切換則在保證穩(wěn)定性的同時不影響并聯(lián)系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能。

本文通過在兩臺1MV·A的電力電子變壓器低壓交流端口上進行實驗對本文所提出的方法進行了驗證。

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Mode Transition for Low Voltage AC Port of Power Electronic Transformers Based on Duty Cycle Synchronization

Yuan Liqiang1Gao Shen1Ji Shiqi1Xiao Fengliang2Wu Mingkuan2

（1. StateKey Laboratory of Control and Simulation of Power System and Generation Equipment Tsinghua University Beijing 100084 China 2. Shangdong Taikai High-Voltage Switchgear Co. Ltd Tai’an 271000 China）

Multi-port power electronic transformer(PET) is the critical equipment in the future smart grid and is applied to new energy generation, hybrid AC-DC grid and DC(data center) power supply system. When multiple PETs are running in cluster, function of interconnection, information sharing, complementation and optimization is provided. Thus, mode transition which is the base of the cluster running is significant for the PETs. A duty cycle synchronization based mode transition method was proposed for a PET cluster demonstration system. The proposed method can effectively reduce the mode transition impact while the similar control scheme is not required for master and slave inverter. The impedance characteristics of the parallel inverter system were analyzed by the harmonic linearization method, which explained the reason of system oscillation during mode transition.Thus, the multi-step switchover method was applied to improve the stability of the mode transition. Finally, the proposed method was verified by mode transition experiments on two parallel MV·A PETs system.

Power electronics transformer(PET), parallel inverters, master-slave structure, seamless mode transition

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.210915

TM464

國家重點研發(fā)計劃資助項目（2017YFB0903203）。

2021-06-21

2021-07-14

袁立強 男，1976年生，博士，研究員，研究方向為電力電子變壓器、電能路由器等。E-mail：ylq@tsinghua.edu.cn

高 深 男，1997年生，碩士研究生，研究方向為電力電子變壓器、電能路由器等。E-mail：gaos19@mails.tsinghua.edu.cn（通信作者）

（編輯 郭麗軍）