李科峰，肖 飛，劉計龍，高 山，麥志勤

（艦船綜合電力技術(shù)國防科技重點實驗室（海軍工程大學(xué)），湖北省武漢市 430033）

0 引言

在高壓變頻驅(qū)動和高壓大容量電能變換領(lǐng)域，隨著直流母線電壓等級不斷提高，高壓逆變器的應(yīng)用需求變得越來越迫切。受限于功率器件電壓等級的限制，傳統(tǒng)的兩電平逆變電路已經(jīng)無法滿足需求，多電平逆變器逐漸成為該領(lǐng)域的主要研究對象［1-3］。有源中點鉗位（active neutral point clamped，ANPC）拓?fù)渥鳛橐环N混合型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，兼具二極管鉗位型和電容鉗位型多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的優(yōu)勢，自提出以來就受到廣泛關(guān)注［4-6］。ANPC 拓?fù)漭敵鲋C波性能好、控制冗余性高，既有利于簡化控制算法，又有利于降低逆變器的總體損耗，提高電能變換效率，在未來高壓電能變換領(lǐng)域具有廣闊的應(yīng)用前景［7-9］。

在有源中點鉗位五電平（active neutral-pointclamped five-level，ANPC-5L）、有源中點鉗位七電平（active neutral-point-clamped seven-level，ANPC-7L）和更高電平的ANPC 逆變器中，存在多個絕緣柵雙極型晶體管（insulate-gate bipolar transistor，IGBT）串聯(lián)使用的情況。然而，IGBT 寄生參數(shù)不一致、驅(qū)動電路特性不一致和驅(qū)動脈沖無法嚴(yán)格同步等非理想因素［10-12］會引起串聯(lián)工作的IGBT 產(chǎn)生靜態(tài)不均壓和動態(tài)（關(guān)斷）不均壓問題，進而影響IGBT 的使用壽命，甚至?xí)苯釉斐蒊GBT 過壓擊穿［13-14］。由此可見，串聯(lián)IGBT 的電壓均衡控制是多電平ANPC 逆變器的一個薄弱點。

為了解決串聯(lián)工作IGBT 不均壓的問題，較為傳統(tǒng)的方法是基于功率端的均壓方法，如RCD（電阻、電容和二極管組合）緩沖電路實現(xiàn)串聯(lián)IGBT 的均壓［15］。文獻［16］在傳統(tǒng)RCD 緩沖電路的基礎(chǔ)上，提出了一種利用鉗位二極管和緩沖電容實現(xiàn)電壓自平衡的串聯(lián)IGBT 電路。文獻［17］通過在IGBT 集射極和集柵極間并聯(lián)無源器件實現(xiàn)過電壓能量的吸收，進而實現(xiàn)串聯(lián)IGBT 均壓。然而，以上方法一方面電路參數(shù)敏感性高，另一方面在高壓場合應(yīng)用時采用的器件需要較高的電壓等級，帶來的額外損耗較大［18］。文獻［19］在此基礎(chǔ)上提出了一種帶鉗位的集中緩沖電路，實現(xiàn)串聯(lián)IGBT 均壓的同時避免了額外的功率損耗。然而，各橋臂上需要配置的緩沖電路數(shù)量太多（8 個、12 個甚至更多），不利于層疊母排的結(jié)構(gòu)優(yōu)化設(shè)計。

為了簡化電路結(jié)構(gòu)，同時提高均壓效果，基于驅(qū)動端的均壓方法應(yīng)運而生，通過控制或鉗位的方式加快或減慢IGBT 開關(guān)過程，解決不均壓問題［20］。文獻［21-23］通過采用有源驅(qū)動電路，實現(xiàn)了對串聯(lián)IGBT 的快速穩(wěn)定均壓控制。然而，文獻［21］中提出的均壓電路對參數(shù)的敏感性較高，在母線電壓恒定的情況下才能發(fā)揮出其優(yōu)勢。文獻［10，24-26］通過有源電壓控制（active voltage control，AVC）的方式實現(xiàn)串聯(lián)IGBT 的均壓。該類方法相對來說成本較低，且均壓效果較無源均壓電路有了明顯提升，但主要存在2 個方面的不足。一方面，控制電路比較復(fù)雜，對控制芯片的運算速度要求非常高，且需要面臨閉環(huán)控制穩(wěn)定性問題；另一方面，控制信號的層層傳遞與處理會導(dǎo)致器件動態(tài)過程時間變長，會對最小占空比和器件動態(tài)損耗產(chǎn)生不利的影響。

本文針對多電平ANPC 拓?fù)涮岢隽艘环N實現(xiàn)簡單且具有普適性的串聯(lián)IGBT 均壓方法。采用受控電壓源生成鉗位電壓，跨接在串聯(lián)工作的IGBT上，根據(jù)逆變器輸出電平數(shù)目設(shè)計電源的輸入、輸出關(guān)系，實現(xiàn)串聯(lián)IGBT 的動靜態(tài)均壓。所提串聯(lián)IGBT 均壓方法通過布置隔離電源和鉗位電容，一方面取消了傳統(tǒng)的RCD 緩沖電路，簡化了電路布局，避免了額外的損耗；另一方面不需要昂貴的控制芯片和復(fù)雜的控制電路，在避免控制穩(wěn)定性問題的同時能降低實現(xiàn)成本。通過一臺三相ANPC-5L 逆變器樣機對所提均壓方法的有效性和控制性能進行了驗證。

1 ANPC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及IGBT 電壓應(yīng)力分析

首先，以ANPC-5L 拓?fù)錇槔M行分析。單個ANPC-5L 橋臂的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如附錄A 圖A1 所示。由圖A1可知，ANPC-5L橋臂由12個IGBT（S1～S6及其互補管和1個懸浮電容Cf構(gòu)成。其中，S1～S4及的工作頻率與逆變器輸出基波頻率相同，稱為低頻側(cè)IGBT；S5～S6及的工作頻率與載波頻率相同，稱為高頻側(cè)IGBT［4］。ANPC-5L 逆變器中，所有橋臂共用母線支撐電容Cup、Cdn和母線中點Np。圖A1 中，i1為支撐電容Cup的電流，i2為支撐電容Cdn的電流，inp為支撐電容中點的電流，icf為懸浮電容Cf的電流，io為輸出相電流。假設(shè)直流母線電壓為4E，正常條件下，Cup、Cdn和Cf的電壓應(yīng)當(dāng)保持2E∶2E∶E的關(guān)系。以直流母線中點Np為參考零電位，ANPC-5L 橋臂可以輸出-2E、-E、0、E、2E這5 種電壓，共有8 種開關(guān)模態(tài)［7］。用1 和0 分別表示IGBT 的開通和關(guān)斷，則ANPC-5L 橋臂的8 種開關(guān)模態(tài)如表1 所示，其中uo表示ANPC-5L 橋臂的輸出電壓。根據(jù)表1 可以分析IGBT 承受的電壓應(yīng)力。

表1 單個ANPC-5L 橋臂的開關(guān)模態(tài)Table 1 Switch modes of single ANPC-5L bridge arm

假設(shè)串聯(lián)IGBT 可以實現(xiàn)理想均壓。電路不工作時，所有IGBT 均處于關(guān)閉狀態(tài)，ANPC-5L 橋臂各點的電位如附錄A 圖A2 所示。由圖A2 可知，低頻側(cè)共同承受支撐電容Cup的電壓2E，因此理想狀態(tài)下每個IGBT 承受的電壓應(yīng)力為E/2；同理可知，低頻側(cè)另外4 個S4和高頻側(cè)的4 個承受的電壓應(yīng)力也均為E/2。

電路工作時，以模態(tài)M6 為例進行分析，ANPC-5L 橋臂各點電位如附錄A 圖A3 所示。由圖A3 可知承受Cup的電壓承受Cdn的電壓2E，因此每個低頻側(cè)IGBT 承受的電壓應(yīng)力為E。同理可知，此時高頻側(cè)承受的電壓應(yīng)力也為E。分析ANPC-5L 橋臂的其他模態(tài)可知，電路工作時所有IGBT 電壓應(yīng)力均為E。

通過上述分析可知，ANPC-5L 拓?fù)涞皖l側(cè)采用2 個IGBT 串聯(lián)，可以使所有IGBT 承受的電壓應(yīng)力保持一致。該設(shè)計一方面可以減小開關(guān)器件的功率等級，另一方面有利于器件型號的統(tǒng)一化。然而，受到“IGBT 寄生參數(shù)差異、驅(qū)動電路參數(shù)差異、驅(qū)動脈沖無法嚴(yán)格同步”等因素的影響［10］，串聯(lián)IGBT 會出現(xiàn)承受電壓應(yīng)力不均衡的問題，此時IGBT 承受的最大電壓應(yīng)力高達2E，為其正常電壓應(yīng)力的2 倍，有可能會造成IGBT 過壓擊穿。因此，亟待提出一種針對多電平ANPC 拓?fù)涞拇?lián)IGBT 均壓方法。

2 串聯(lián)IGBT 均壓方法

針對ANPC 多電平拓?fù)渲写?lián)IGBT 的均壓問題，提出一種能夠?qū)崿F(xiàn)串聯(lián)IGBT 動靜態(tài)均壓的方法。本章以ANPC-5L 逆變器為例進行分析。

2.1 串聯(lián)IGBT 均壓電路設(shè)計

增加均壓電路后的ANPC-5L 橋臂拓?fù)淙鐖D1所示。在圖1 中，為了與原電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進行區(qū)分，將后期添加的均壓電路通過紅色線條表示。由圖1可知，對于ANPC-5L 逆變器的每個橋臂，在每2 組串聯(lián)IGBT 之間跨接鉗位電容CCP1、CCP2；同時，采用單輸入、雙輸出的直流變換器（也可用2 個獨立的變換器）生成2 路鉗位電壓，跨接到CCP1、CCP2兩端。其中，單輸入雙輸出直流變換器的輸入電壓Vin即為直流母線電壓，輸入電壓和2 個輸出端口電壓VO1、VO2之間的關(guān)系如式（1）所示，即保持VO1、VO2始終等于E（設(shè)直流母線電壓為4E），且直流變換器的所有端口相互之間是電氣隔離的。

圖1 增加均壓電路后的ANPC-5L 橋臂拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of ANPC-5L bridge arm after adding voltage balancing circuit

2.2 串聯(lián)IGBT 電壓應(yīng)力分析

增加均壓電路后，以模態(tài)M6 為例進行分析，ANPC-5L 橋臂各點電位如附錄A 圖A4 所示。由圖A4 可知，此時CCP1、CCP2的電壓均為E，由于S1導(dǎo)通，承受的電壓應(yīng)力如式（2）所示；由于S2導(dǎo)通，承受的電壓應(yīng)力如式（3）所示；由于S3導(dǎo)通，承受的電壓應(yīng)力如式（4）所示；由于S4導(dǎo)通，承受的電壓應(yīng)力如式（5）所示。由此可知，通過引入均壓電路，可以在ANPC-5L 橋臂的任意開關(guān)模態(tài)下實現(xiàn)串聯(lián)IGBT 的電壓均衡控制。

當(dāng)ANPC-5L 橋臂的低頻側(cè)IGBT 開關(guān)狀態(tài)發(fā)生變化時，橋臂開關(guān)模態(tài)發(fā)生改變，電流流通路徑也隨之改變。以開關(guān)模態(tài)由M6 切換至M2 為例進行分析，電流路徑變化如圖2 所示。由圖2 可知，模態(tài)切換后IGBT S1、S2、S3、S4關(guān)斷導(dǎo)通。S1、S2關(guān)斷后，電流換流到所在的支路，由于換流后導(dǎo)通，S1承受的電壓應(yīng)力如式（6）所示；由于換流后導(dǎo)通，S2承受的電壓應(yīng)力如式（7）所示。同理可知，換流后S3、S4承受的電壓應(yīng)力均為E，與S1、S2相同。

圖2 ANPC-5L 橋臂電流路徑變化圖（模態(tài)M6 切換至模態(tài)M2）Fig.2 Current path change diagram of ANPC-5L bridge arm (transfering from mode M6 to mode M2)

綜合以上2 種情況可知，在ANPC-5L 橋臂的所有開關(guān)模態(tài)和模態(tài)切換過程中，串聯(lián)工作的IGBT均可以實現(xiàn)均壓。此外，由圖2 所示的換流過程可以看出，CCP1、CCP2上不會有電流流過，因此直流變換器僅需要很小的輸出電流即可維持CCP1、CCP2電壓穩(wěn)定。在方法的具體實現(xiàn)過程中，布置一臺功率等級很小的直流變換器即可實現(xiàn)ANPC-5L 逆變器中串聯(lián)IGBT 的電壓均衡控制。

2.3 直流變換器設(shè)計

所提方法采用的直流隔離電源的結(jié)構(gòu)如附錄A圖A5 所示。由圖A5 可知，直流隔離電源主要由輸入濾波及保護電路、DC/DC 降壓電路、輔助電源電路、輸出隔離電路構(gòu)成。

由于單端反激電路結(jié)構(gòu)簡單，通過設(shè)置不同變比的二次繞組可以同時獲得幾個不同的直流電壓，所以在大功率電力電子變換系統(tǒng)中，單端反激變換器常被用作系統(tǒng)所需的低壓、小功率輔助電源［27］。因此，在直流隔離電源方案設(shè)計中選擇反激電路的拓?fù)?，通過輔助電源電路的控制，確保輸入、輸出保持4∶1 的關(guān)系，電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如附錄A 圖A6所示。

直流隔離電源額定電流大小設(shè)計原則如下：一方面，輸出電流應(yīng)遠大于IGBT 的關(guān)斷漏電流，同時輸出電流應(yīng)足夠大，以至于能夠快速調(diào)節(jié)鉗位電容電壓；另一方面，考慮到減小鉗位電源體積、重量和成本的需求，輸出電流也不宜太大。因此，綜合考慮后確定最大輸出電流為80 mA。隔離電源每個端口的最大功率為250 V×80 mA=20 W。

然而，在10 kV 電壓等級的高壓場合，采用反激拓?fù)湓O(shè)計鉗位電源可能不再適用。在該類場合中，可以考慮采用模塊化多電平變換器拓?fù)洌褂酶唠妷盒」β实膶Ｓ闷骷崿F(xiàn)。

3 更高電平ANPC 拓?fù)渲芯鶋悍椒ǖ膶崿F(xiàn)

所提串聯(lián)IGBT 均壓方法可應(yīng)用任意多電平（電平數(shù)大于3 且為奇數(shù)）的ANPC 逆變器中，實現(xiàn)串聯(lián)IGBT 的均壓。因此，本章對所提均壓方法在ANPC-7L 拓?fù)浼案嚯娖紸NPC 拓?fù)渲械木唧w實現(xiàn)思路進行介紹。

3.1 ANPC-7L 逆變器串聯(lián)IGBT 均壓方法

增加均壓電路后的ANPC-7L 橋臂拓?fù)淙绺戒汚 圖A7 所示。由圖A7 可知，ANPC-7L 橋臂的串聯(lián)IGBT 之間跨接4 支鉗位電容CCP1、CCP2、CCP3、CCP4；同時，采用單輸入、四輸出的直流變換器（也可用4 個獨立的變換器）生成4 路鉗位電壓，跨接到4 支鉗位電容的兩端，實現(xiàn)串聯(lián)IGBT 的動靜態(tài)均壓。其中，直流變換器的輸入電壓Vin為直流母線電壓（6E），4 個輸出端口電壓分別為VO1、VO2、VO3和VO4，變換器的輸入、輸出電壓關(guān)系如式（8）所示。由式（8）可知，VO1、VO2始終保持為E（直流母線電壓的1/6），VO3、VO4始終保持為2E（直流母線電壓 的1/3）。

式中：Vup為上半母線電容電壓（3E）。

由于以上3 組IGBT 的開關(guān)狀態(tài)都是互補的，所以在ANPC-7L 逆變器工作時，串聯(lián)工作的IGBT承受的最大電壓應(yīng)力均為E。綜上可知，該方法可實現(xiàn)ANPC-7L 逆變器串聯(lián)IGBT 的電壓均衡控制。

3.2 更高電平ANPC 逆變器串聯(lián)IGBT 均壓方法

對于更高電平的ANPC 逆變器，所提策略同樣可以實現(xiàn)拓?fù)渲写?lián)IGBT 的均壓。設(shè)逆變器電平數(shù)為N（N大于3 且為奇數(shù)），增加均壓電路后的N電平ANPC 橋臂拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖3 所示。

圖3 增加均壓電路后的N 電平ANPC 橋臂拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.3 Topology of N-level ANPC bridge after adding voltage balancing circuit

由圖3 可知，直流變換器的輸入電壓Vin為直流母線電壓(N-1)E，直流變換器具有N-3 路獨立輸出，施加在N-3 支鉗位電容上。其中，直流變換器的前2 路端口的輸出電壓如式（12）所示；第3、4路端口的輸出電壓如式（13）所示；依此類推，最后2路（第N-4 路、第N-3 路）端口的輸出電壓如式（14）所示。將N-3 路輸出端口跨接在鉗位電容兩端，生成鉗位電壓，即可實現(xiàn)N電平ANPC 逆變器單個橋臂上的2(N-1)個串聯(lián)IGBT 的電壓均衡控制。

4 實驗驗證

通過一臺三相ANPC-5L 逆變器樣機對所提均壓方法進行驗證，實驗平臺如附錄A 圖A8 所示。其中，逆變器采用型號為FF450R12ME4 的IGBT，載波頻率為5 kHz，支撐電容值為21 mF，懸浮電容值為5 mF，鉗位電容值為47 μ F，負(fù)載電阻為2.375 Ω，負(fù)載電感為37 μH。采用500 V 的直流母線電壓，在逆變器輸出頻率為50 Hz 的工況下進行驗證。

在每個ANPC-5L 橋臂中，采用一臺單輸入雙輸出的隔離電源作為均壓電路中的“單輸入雙輸出直流變換器”，輸入電壓Vin為直流母線電壓且輸入與輸出電壓VO1、VO2的關(guān)系 為Vin∶VO1∶VO2=4 ∶1∶1。隔離電源輸入電壓的變化范圍為100～1 000 V，輸出電壓的變化范圍為25～250 V，每個端口輸出的最大功率為20 W。在ANPC-5L 逆變器的支撐電容和懸浮電容電壓均建立完畢的基礎(chǔ)上，分別在逆變器啟動瞬間和運行過程中，測量串聯(lián)IGBT 兩端的電壓，同時在相同工況下與不采用串聯(lián)均壓方法時串聯(lián)IGBT 兩端的電壓進行對比，以驗證所提方法的有效性。

圖4 為不采用均壓方法時串聯(lián)IGBT 電壓波形。其中，通道CH1 測量的是IGBT S1、S2兩端的電壓，通道CH2 測量的是S2兩端的電壓，Δ表示紋波的幅值。由圖4（a）可知，在逆變器啟動運行前，串聯(lián)IGBT 整體電壓約為160 V，而S2兩端電壓幾乎為0，可知此時串聯(lián)IGBT 的電壓幾乎全部由S1承受；逆變器啟動后，串聯(lián)IGBT 整體電壓穩(wěn)定在250 V（2E）左右，S2的電壓理論上應(yīng)當(dāng)為125 V（E），但由于沒有采取均壓措施，S2兩端的電壓從0緩慢上升至120 V，并且在120～140 V 之間波動。由圖4（b）可知，逆變器穩(wěn)定運行時，S2的電壓在130～160 V 之間波動，S2承受的最大電壓應(yīng)力為S1、S2整體承受電壓應(yīng)力的64%，比正常值高出14%。

圖4 不采用均壓方法時串聯(lián)IGBT 電壓波形Fig.4 Voltage waveforms of series-connected IGBTs without voltage balancing method

僅添加鉗位電容CCP1、CCP2時串聯(lián)IGBT 的電壓波形如附錄A 圖A9 所示，示波器通道CH1、CH2 測量對象與圖4 相同。由圖A9（a）可知：逆變器啟動運行前，雖然串聯(lián)IGBT 整體電壓較低（20 V），但S2兩端的電壓只有5 V，已經(jīng)出現(xiàn)不均壓的現(xiàn)象；逆變器啟動瞬間，由于鉗位電容上幾乎沒有電壓，S2承受的電壓應(yīng)力僅有23 V，所以S1承受的電壓應(yīng)力高達248 V-23 V=225 V，出現(xiàn)了嚴(yán)重的不均壓現(xiàn)象。由圖A9（b）可知，逆變器運行過程中，由于漏電流的存在，鉗位電容會被緩慢充電，最終穩(wěn)定在97 V 左右。此時，S1承受的電壓應(yīng)力為248 V-97 V=151 V，為整體電壓應(yīng)力（248 V）的60.9%，比正常值高出10.9%。與圖4 的實驗結(jié)果相比可知，僅添加鉗位電容時，在逆變器穩(wěn)定運行工況下串聯(lián)IGBT 均壓效果相較之前有所改善，且S2兩端的電壓能夠保持相對穩(wěn)定，但逆變器啟動時的不均壓現(xiàn)象較為嚴(yán)重。因此，僅添加鉗位電容不能實現(xiàn)串聯(lián)IGBT 的電壓均衡控制。

圖5 為采用均壓方法后的串聯(lián)IGBT 電壓波形，示波器通道CH1、CH2 測量對象與圖4 相同。由圖5（a）可知，逆變器啟動運行前，串聯(lián)IGBT S1、S2均承受較低的電壓應(yīng)力；逆變器啟動瞬間，串聯(lián)IGBT 整體承受的最大電壓穩(wěn)定在2E（248 V），S2兩端的電壓在首個基波周期內(nèi)就穩(wěn)定在E（124 V）。由圖5（b）可知，逆變器穩(wěn)定運行時，串聯(lián)工作的IGBT 整體承受的電壓應(yīng)力為248.0 V，S2承受的電壓應(yīng)力為124.0 V，為整體電壓應(yīng)力的50%。因此，采用所提均壓方法可以實現(xiàn)多電平ANPC 拓?fù)渲写?lián)運行IGBT 的電壓均衡控制，同時具有較高的均壓精度（誤差小于0.1%）和良好的動態(tài)性能。

圖5 采用所提均壓方法時串聯(lián)IGBT 電壓波形Fig.5 Voltage waveforms of series-connected IGBTs with the proposed voltage balancing method

為了體現(xiàn)所提均壓方法的有效性，將上述3 種不同實驗條件下的串聯(lián)IGBT 均壓效果總結(jié)為表2，其中為IGBT S1的電壓為S1、S2整體的電壓，將最大不均壓程度定義為：

由表2 可知，在“無均壓措施”和“僅添加鉗位電容”2 種條件下，串聯(lián)IGBT 都存在較為嚴(yán)重的不均壓現(xiàn)象，最大不均壓程度分別高達33.9%和40.7%。然而，采用所提均壓方法后，不論是在逆變器啟動瞬間還是在逆變器穩(wěn)定運行過程中，都能夠保持良好的均壓效果，最大不均壓程度小于0.1%。所提方法一方面實現(xiàn)了較高的均壓精度，另一方面具有較好的動靜態(tài)均壓性能。

為了進一步說明所提方法的有效性和可行性，將所提均壓方法與文獻［15］中傳統(tǒng)RCD 緩沖電路的性能、損耗和所需部件等指標(biāo)進行對比。各類均壓方法性能及代價對比如表3 所示。

表3 各類均壓方法性能及代價對比Table 3 Comparison of performance and cost of various voltage balancing methods

由表3 可知，RCD 均壓電路方法雖然結(jié)構(gòu)簡單，但均壓精度不高，且不利于層疊母排的結(jié)構(gòu)優(yōu)化設(shè)計。所提均壓方法對于“均壓效果、損耗和工程實現(xiàn)復(fù)雜度”幾個方面都進行了合理的考量，且實驗驗證了所提方法具有較高的均壓精度和較好的均壓性能。

5 結(jié)語

針對多電平ANPC 逆變器中串聯(lián)工作的IGBT不均壓的問題，提出了一種串聯(lián)IGBT 均壓策略，通過設(shè)置均壓電路有效實現(xiàn)了逆變器中串聯(lián)IGBT 的均壓。通過采用單輸入、多輸出的直流隔離電源和鉗位電容為串聯(lián)IGBT 提供鉗位電壓，實現(xiàn)串聯(lián)IGBT 的動靜態(tài)電壓均衡控制，保證串聯(lián)IGBT 承受的電壓應(yīng)力不超過其正常電壓應(yīng)力（直流母線電壓的1/4）。應(yīng)用所提均壓方法，在保證IGBT 均壓的同時，一方面取消了傳統(tǒng)的無源緩沖電路，減少了額外損耗，合理優(yōu)化了電路布局；另一方面避免了采用主動電壓控制均壓方法帶來的控制環(huán)路穩(wěn)定性的問題。然而，該方法的成本較無源緩沖電路有所提升，且在高壓場合下電源電路的設(shè)計和絕緣問題需要單獨進行考慮，這也是后續(xù)進一步研究的目標(biāo)和方向。實驗驗證了本文所提方法的有效性和良好的動靜態(tài)均壓性能，對多電平ANPC 逆變器的理論研究和工程應(yīng)用具有一定參考價值。

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