徐 杰，徐天樂

(南京南瑞繼保電氣有限公司，南京 211100)

0 引言

傳統(tǒng)的兩電平中點箝位(neutral point clamped，NPC)單相逆變器在光伏發(fā)電領域得到了廣泛應用。但由于光伏陣列的輸出功率具有隨機性、波動性的特征，且逆變器的開關損耗和發(fā)熱量會隨著開關頻率的提高而增大，因此，受限于逆變器的開關頻率，應用于光伏陣列的逆變器輸出的電流含有大量諧波成分。為此，有研究學者提出了三電平單相逆變器拓撲結構，相較于傳統(tǒng)的兩電平單相逆變器拓撲結構，其可使逆變器的開關頻率成倍減小，降低了開關損耗，提升了逆變器效率；并且在相同載波條件下，三電平單相逆變器輸出電流中的諧波含量大幅降低，有利于減小交流側濾波器的功率容量。

為了進一步減小逆變器輸出電流中的諧波含量，本文在三電平中點箝位單相逆變器拓撲結構的研究基礎上，提出一種五電平中點箝位單相逆變器拓撲結構，以期進一步減小逆變器輸出電流中的諧波含量，改善電流的波形質量，并減小逆變器的開關損耗。

1 三電平中點箝位單相逆變器的工作原理

三電平中點箝位單相逆變器的電路拓撲圖如圖1所示。圖中，E1為上半橋臂直流電壓；E2為下半橋臂直流電壓。

圖1 三電平中點箝位單相逆變器的電路拓撲圖Fig. 1 Circuit topology graph of NPC single-phase inverter based on three-level

從圖1可以看到，逆變器的輸出經(jīng)電感L接到負載Load上。逆變橋左側橋臂是由絕緣柵雙極型晶體管IGBT(下文簡稱為“T”)和續(xù)流二極管D組成的組件1、組件2、組件3、組件4，以及中點箝位二極管Dp1、Dn1組成。當T1、T2導通時，a點的輸出電壓為“+”電平；當T2、T3導通時，a點的輸出電壓為“0”電平；當T3、T4導通時，a點的輸出電壓為“-”電平。同理，逆變橋右側橋臂的b點輸出電壓同樣為三電平。因此，無論逆變器是作為變頻器向交流電動機供電，還是用于并網(wǎng)光伏發(fā)電系統(tǒng)，都能做到省去濾波器或減小濾波器的功率容量，對節(jié)能減排具有重要意義。

在三電平中點箝位單相逆變器拓撲結構的基礎上，本文提出了一種控制逆變器輸出電壓為五電平的實現(xiàn)方式，其控制圖如圖2所示。圖中：T1～T8的波形均為同步信號正弦正半波；Ua為a點的電壓；Ub為b點的電壓；Uab為a點與b點間的電壓；t為時間；E為直流電壓；θ為輸出電壓和輸出電流之間的相位角。

圖2 中點箝位單相逆變器的輸出電壓為五電平時的控制圖Fig. 2 Control diagram of NPC single-phase inverter with output voltage of five-level

結合圖1和圖2，假設E1=E2=E，則同步信號正弦正半波T1、T2導通，此時a點的輸出電壓為“+”電平；而在0～θ和180°-θ～180°區(qū)間內，當T6、T7導通時，b點的輸出電壓為“0”電平；其余情況為T7、T8導通，b點的輸出電壓為“-”電平。對同步信號正弦負半波做類似控制，最后可以得到Uab的波形為五電平(即+2E、+E、0、-E、-2E)方波。

利用脈沖寬度調制(PWM)可以控制Uab為正弦波。通過正半波對T1、負半波對T4做正弦脈沖寬度調制(SPWM)控制，或正半波對T5、負半波對T8做SPWM控制均可實現(xiàn)Uab為正弦波。當正半波對T1、負半波對T4僅做PWM控制時，T1、T4的開關損耗會遠大于其他T，發(fā)熱嚴重，因此也可考慮正半波對T1、負半波對T4和正半波對T5、負半波對T8輪流做PWM控制，從而實現(xiàn)Uab為正弦波。為使所有元件的損耗、發(fā)熱均勻，可采用正半波對T2、負半波對T3和正半波對T6、負半波對T7輪流進行PWM控制的方式來實現(xiàn)Uab為正弦波，但此時需要用到中點活箝位(active neutral point clamped，ANPC)逆變器控制方法[1-3]。

2 五電平中點箝位單相逆變器的仿真模型

五電平中點箝位單相逆變器的電路系統(tǒng)仿真圖[4]如圖3所示。圖中：Drv-Sgnl為逆變器的T的驅動模塊；ga為輸入信號；sch為輸出控制信號；Refa為參考電壓；ia為逆變器的輸出電流；Usa為調制波；OCCa為單周控制模塊；RMS為有效值；Ref為參考值；5LHBI為五電平中點箝位單相逆變器；Scope1～Scope10均為示波器；Display為顯示器；i為電流表；v為電壓表；C為濾波電容；Port為接口；signal rms為單相有效值。

圖3 五電平中點箝位單相逆變器的電路系統(tǒng)仿真圖Fig. 3 Simulation diagram of circuit system of NPC single-phase inverter based on five-level

五電平中點箝位單相逆變器的拓撲結構仿真模型如圖4所示。圖中：Ap為T1、T2所在上半橋臂的拓撲結構模塊；Bp為T5、T6所在上半橋臂的拓撲結構模塊；An為T3、T4所在下半橋臂的拓撲結構模塊；Bn為T7、T8所在下半橋臂的拓撲結構模塊。

圖4 五電平中點箝位單相逆變器的拓撲結構仿真模型Fig. 4 Simulation model of topological structure of NPC single-phase inverter based on five-level

圖4中的An模塊和Ap模塊展開的拓撲結構如圖5所示，圖3中的Drv-Sgnl模塊展開的拓撲結構如圖6所示。

圖5 An模塊和Ap模塊展開的拓撲結構Fig. 5 Topological structure of An module and Ap module expansion

圖6 Drv-Sgnl模塊展開的拓撲結構Fig. 6 Topological structure of Drv-Sgnl module expansion

本文采用如前文圖2所示的五電平控制方案，即正半波對T1、負半波對T4僅做PWM控制，圖6中的“0.5”對應的是圖2中θ=30°時的情況。同步信號Usa取自正弦波發(fā)生器，在正半波時，對T1作 PWM控制，T2恒導通，由于濾波電感L的作用，當PWM數(shù)值變?yōu)椤?”時，輸出電流流通路徑由“+電平→T1、T2→a→L→Load→電平為0”轉變?yōu)槔m(xù)流途徑“電平為0→Dp1、T2→a→L→Load→電平為0”。

Drv-Sgnl模塊中第2個輸入信號ga由圖3中的單周控制[5]模塊OCCa產(chǎn)生，為脈沖控制信號。

OCCa模塊的仿真模型如圖7所示。其中，調制波為逆變器的輸出電流ia，載波Refa為正弦波信號，Refa的大小受Ref控制(見圖3)；S、R均為RS觸發(fā)器的輸入信號；Q、!Q均為RS觸發(fā)器的輸出信號；Compa為比較器；Switch為開關，用于積分器的清零；clk為時鐘發(fā)生器；boolean表示取布爾值；|u|表示取絕對值。

圖7 OCCa模塊的仿真模型Fig. 7 Simulation model of OCCa module

圖8為T的驅動信號圖。

圖8 T的驅動信號圖Fig. 8 Drive signal of T

3 五電平中點箝位單相逆變器的仿真實例

五電平中點箝位單相逆變器的仿真參數(shù)設置如表1所示。

表1 五電平中點箝位單相逆變器的仿真參數(shù)Table 1 Simulation parameters of NPC single-phase inverter based on five-level

利用Matlab/Simulink對五電平中點箝位單相逆變器進行仿真，仿真結果如圖9所示。圖中：U為逆變器的輸出電壓；iR為負載電流；UL為濾波電感L的壓降；id+為輸出電壓為正電平時的直流電流；id-為輸出電壓為負電平時的直流電流。需要說明的是，由于采用參考電壓為正弦波的單周控制模塊，Uab波形是5級的階梯波；本文仿真模型中濾波器為單L濾波器。

圖9 五電平中點箝位單相逆變器的仿真波形Fig. 9 Simulink waveforms of NPC single-phase inverter based on five-level

從圖9中可以看出：

圖9a中，由于逆變器輸出電壓與負載電流基本同相位，因此負載的功率因數(shù)接近1。

圖9e、圖9f中，在正半波時，由于對T1做PWM控制、T2導通，當PWM數(shù)值為“1”時，id+由E1正極流出；當PWM數(shù)值為“0”時，id+由中點經(jīng)Dp1、T2續(xù)流流出，不經(jīng)過E1正極，因此id+呈斷續(xù)的脈沖狀；此時因T7、T8恒導通，因此圖9f中呈接近正弦的連續(xù)波。負半波的情況可進行類似推導。

4 結論

本文探討了三電平中點箝位單相逆變器的工作原理，提出了一種控制逆變器輸出電壓為五電平的拓撲結構和實現(xiàn)方式；并基于Matlab/Simulink仿真平臺搭建了仿真模型，對基于五電平控制的中點箝位單相逆變器的應用效果進行了驗證。由于逆變器輸出電壓波形為5級階梯波，有利于消除逆變器輸出電流中的諧波，從而可改善電能質量。

此外，本文提出的5級階梯波PWM方案，還可以進一步探討該方案中θ值的選擇；為得到更好的正弦波輸出電流，輸出側還可以進一步考慮選用LC濾波器或LCL濾波器。