張辰豐，栗保明

(南京理工大學 瞬態(tài)物理國家重點實驗室，江蘇 南京 210094)

脈沖功率源是電磁發(fā)射過程的關鍵組成部分與能量來源，其主要儲能器件為大容量高壓電容器。電磁發(fā)射的連發(fā)設計要求脈沖功率源在短時間內連續(xù)放電。要實現這一功能，首先需要實現高壓電容器能量的快速、有效補充，即快速可重復充電技術。因此，選取合適的方案來研發(fā)適用于高電壓場景下的電容器充電電源就顯得尤為重要[1]。與一般形式的直流電源不同，這一類充電電源的負載一般是一個電容值較大、額定電壓較高的電容器。充電電源的工作過程即為在外部電路使得電容器放電之后，從其電壓為0 V的狀態(tài)開始，對其進行充電使得其電壓達到額定電壓的過程，負載兩端的電壓值變化的范圍比較大，這就要求充電電源在相對寬的負載范圍內，具有較好的電路特性[2]。為了進行充電過程中的控制，通常選取充電電流或者充電功率為控制量。前者即恒流充電過程，即在充電階段保持充電電流為一恒定或者接近恒定的值，單位時間內負載吸收的電荷量相同，電壓線性上升，一般用于充電過程前期電壓相對較低的階段[3]；后者即恒功率充電過程，即在充電階段保持充電功率為一恒定或者接近恒定的值，電壓上升速度逐漸減緩，一般用于充電電壓較高的階段。

1 級聯(lián)式MMC結構及工作原理

模塊化多電平換流器(Modular Multilevel Converter,MMC)的拓撲結構最早是由德國聯(lián)邦國防軍大學的R. Marquardt和A. Lesnicar基于半橋子模塊(Half Bridge Sub-Module, HBSM)結構，于2001年提出的[4]。這一電路拓撲由于其模塊化設計，低損耗，低諧波含量等相關優(yōu)勢，得到了學術界和工程界的廣泛關注。

對于多個電容器組而言，制造過程中存在參數差異，長期在不同工況下運行、充放電速率差異等因素會導致不同的電源模塊在運行過程中出現荷電狀態(tài)(State of Charge,SOC)不一致的情況。然而，在高電壓電容儲能充電電源中，任何一個電源模組出現過充或者過放現象都會給整個電路、設備乃至其他相關設備帶來災難性的后果。因此，考慮在高電壓電容器充電電源中選用MMC這一電路結構，利用其良好的動態(tài)均壓性能來解決連續(xù)放電過程中存在的動態(tài)均壓問題；同時，由于這一結構采用模塊化設計，存在充足的熱備份投入在電路中，因此，單個子模塊因故障失效時，可以迅速執(zhí)行相關模塊的切除操作，將其對其余部分的影響降至最低?；诩壜?lián)式模塊化多電平雙向直流換流器的超級電容儲能輸出系統(tǒng)如圖1所示。

圖1電路由多個結構相同的半橋子模塊級聯(lián)而成。半橋子模塊的基本結構如圖2所示。每個子模塊由兩個IGBT和兩個與其反并聯(lián)的二極管組成。uSM為子模塊的輸出電壓，iSM為流入子模塊的電流，由IGBT和二極管的導通條件可知，穩(wěn)態(tài)運行時子模塊在電路橋臂上的投切僅由兩個可控IGBT器件決定[5]。在不考慮死區(qū)時間影響的情況下，模組僅存在投入和切出兩種狀態(tài)。因此，在任意周期內，電路中單個模塊輸出的電壓uSMj可表示為

uSMj=uCjdj，

(1)

式中：uCj表示j模塊電容器兩端的電壓；dj為該模塊的占空比[6]。

圖1中，每個子模塊中含有一個性能參數完全相同的超級電容器(C21，C22，…，C2n)，用于離線儲能；L為電路系統(tǒng)中的濾波電感，C11為MMC電路與高壓側之間的濾波電容。這一電路拓撲中，開關器件具有較小的電壓應力，因此，在高電壓電容器充電電源設計中，使用這一拓撲可以有效降低開關元件需要的耐壓等級，以降低設計成本，減少設備超過額定電壓導致元器件失效的概率。

在穩(wěn)態(tài)情況下，這一MMC拓撲的輸出電壓uout可由全部子模塊的輸出電壓之和來表示，即

uout=∑uSMj=∑uCjdj.

(2)

由式(2)和電路原理有

(3)

式中,Req表示電感及其他線路的等效電阻[7]。

2 PWM與控制電路的設計和仿真

對于采用電容器充電的MMC結構，可以使用移相控制策略，即通過PWM控制器來控制每個子模塊的開通和關斷，調節(jié)其占空比，達到調整總體輸出電壓的目的[8]。

2.1 PWM電路設計與仿真

對于具有n個半橋子模塊的電路拓撲而言，相鄰子模塊載波之間的移相角φ可以表示為

(4)

因此，控制系統(tǒng)的PWM部分設計如圖3所示。

PWM部分的輸入為調制波，通過比較器與載波進行比較，若調制波電平高于載波即輸出高電平，控制子模塊開通，否則輸出低電平控制子模塊斷開。載波為一定周期的三角波經時延處理后得到的信號，三角波的周期由PWM頻率決定，時延處理即依據式(4)的要求，對于第j個模塊，其時延量即為jT/n。由此得到的MMC的載波信號、調制波信號和各子模塊的控制信號關系如圖4所示。PWM輸出信號電平為高電平時，對應的子模塊處于接入狀態(tài)，此時半橋子模塊的上橋臂開通，下橋臂關斷；為低電平時，對應子模塊處于切出狀態(tài)，此時半橋子模塊下橋臂開通，上橋臂關斷。因此實際控制過程中，上橋臂的IGBT的控制信號即為PWM調制的輸出信號，下橋臂的控制信號與之恰好反向，由此進行對MMC電路中各半橋子模塊的控制。

2.2 控制部分設計

控制部分的主要功能是給PWM電路提供輸入的調制波。在電容器充電電源設計的過程中主要包括恒流充電階段、恒功率充電階段和電壓保持階段3個部分。恒流充電和恒功率充電過程的示意圖如圖5所示。

2.2.1 恒流階段

恒流階段一般用于電容器電壓較低的情況，即充電的第1階段，根據實際需求，筆者設計的充電電源的恒流階段是在電容器電壓達到其額定電壓的70%之前的過程。恒流階段的被控量即為流向電容器的電流大小，通過PI控制的方式使得電容器的充電電流穩(wěn)定在設定值附近。實現過程中選用了電流環(huán)的控制方式，其控制結構的框圖如圖6所示。

這一過程中首先對電容器的充電電流進行取樣，然后將取樣結果與電流的參考值Iref進行比較，比較結果送入電流環(huán)的PI控制器。為了減小出現的電流超調量，使用了一種積分分離形式的PI控制器[9]，其原理如圖7所示。在輸入PI控制器的偏離量大于一定值時，不啟用積分環(huán)節(jié)，僅通過比例控制進行調節(jié)；在偏離量小于該值時恢復積分環(huán)節(jié)，即與傳統(tǒng)的PI控制器相同，這樣設計響應速度會稍慢于傳統(tǒng)的PI控制，但是超調量得到了有效抑制。

2.2.2 恒功率階段

在電容器電壓達到一個較為接近其額定電壓的狀態(tài)下，如果繼續(xù)使用恒流充電的方式進行充電，單位時間內充入電容器的電荷量較大，因此需考慮降低充電電流來確保充電過程的安全。

筆者設計的充電電源的恒功率階段自電容器電壓達到額定電壓的70%開始至達到額定電壓結束。恒功率階段的被控量為給電容器充電的視在功率的值，通過改進的PI控制方式使得其視在功率始終保持在恒流階段開始時的值，采用功率環(huán)的控制方式，結構與恒流充電部分類似，僅被控量調整為視在功率。這一過程中需要對電容器兩端電壓和充電電流分別進行取樣，通過乘法運算器計算其實時的視在功率并與設計值比較，比較結果送至上節(jié)提到的積分分離式PI控制器。

2.2.3 動態(tài)均壓部分

動態(tài)均壓控制部分用于在模塊電容器發(fā)生老化(一般指電容值在一定范圍內下降)的情況下，對于模塊電容值不同的模塊之間通過調整充電過程中模塊出力比例以達到電容器電壓均衡的目的，用以防止過放電導致的電容失效的問題[10]。

動態(tài)均壓部分主要包括模塊SOC在線估計和調整模塊出力兩部分。其中，模塊的SOC，記為S，可以表示為

(5)

式中:Ere為基于實際測得的電壓計算得到的電容器儲存的能量；Eth為基于電容器的額定電壓計算得到的電容器儲存的能量。電容器儲存的能量可以表示為

(6)

在線估計得到的模塊SOC值可以用在2.1節(jié)中提到的PWM電路的調制波上，調制波可以由2.2.1和2.2.2節(jié)中提到的PI控制器的輸出與在線估計得到的對應模塊SOC值經乘法運算得到。通過這種方式，可以實現高SOC模塊在放電過程中以一個相對更高的占空比進行放電，提高其出力比例以加快其SOC下降速率；低SOC模塊放電過程中占空比相對更低，以一個更低的占空比放電，降低SOC下降速率，從而實現模塊間SOC和電壓均衡，體現出MMC拓撲動態(tài)均壓的效果。

2.2.4 電壓保持階段

電壓保持階段，又稱浮充階段。在電容器兩端電壓已達到其額定電壓后，由于電容器介質極化等問題，會導致電容器兩端的電壓下降，產生電壓損失[11]。為了保證充電后電容器電壓始終位于其額定值，充電完成后并不直接斷開充電電源，而是保持電源與電容器的連接，同時對電容器兩端電壓進行取樣，當電壓下降達到指定值(如下降1%)時，再次啟動充電電源，使其對電容器再次充電直至電容器電壓再次達到額定值，以保證電容器電壓始終維持在額定值附近。

2.2.5 電路保護

由于筆者設計的充電電源運行在高電壓、大電流工況下，因此可能會出現因電壓、漏電流過大等問題導致的設備損毀甚至人員傷亡等嚴重問題。為了防止在充電電源運行過程中出現由于元器件故障或者外部故障導致的過電壓或者漏電流過大的問題，需要通過控制系統(tǒng)方面的調整來防止出現相關問題。可以在電路中加設過電壓和漏電流檢測部分，當檢測到出現過電壓或者漏電流過大問題時，直接將所有PWM模塊輸出的控制信號置零以達到斷開充電電源的目的。

3 仿真與結果分析

3.1 單次充電的仿真結果

基于上述分析和設計過程，在Simulink中搭建了充電電源的原理模型，所用試驗參數如表1所示。

表1 仿真所用的試驗參數

續(xù)表1

使用上述數據進行仿真計算，得到的電容器單次充電電壓波形如圖8所示。

由圖8可以看出充電過程的兩個不同階段，在充電電壓達到7 kV之前，充電電源對電容器恒流充電，電容器兩端電壓接近線性增長；此后由于切換至恒功率充電，電壓上升速度逐漸減緩，并在充電達到要求值10 kV后充電電源停止工作，充電完成。充電電流波形如圖9所示。

由圖9可以看出，在恒流充電階段，充電電流始終保持在50 A的設定值附近，較好地實現了設計目的；在恒功率充電階段，充電電流逐漸下降至33 A左右，此時充電達到要求值，充電電源停止工作。

上述仿真計算得到的波形和數據是基于子模塊電容器參數均勻分布得到的。對于實際充電電源來說，還需要額外考慮電容和元器件損耗系數的問題。

3.2 動態(tài)均壓部分的仿真結果

對于電容器損耗的情況，按照文獻[12-13]中提出的電容器子模塊衰減比例進行了部分子模塊出現容量衰減情況的仿真計算，仿真使用的模塊電容參數如表2所示，得到的各模塊電壓極差與電容器最大電壓降的比值隨時間變化曲線如圖10所示。

表2 電容器損耗情況下的仿真計算參數

由圖10可知，單次充電過程中，剛開始充電時模塊電容器電壓極差很接近于最大壓降，說明此階段電容器出力水平并不均衡。隨著充電過程的進行，模塊電容器電壓極差與最大電壓降之比降至0.1以內，體現出MMC電路良好的動態(tài)均壓特性。

3.3 電壓保持部分的仿真結果

對電壓保持部分電路，通過Simulink進行仿真分析，得到的電容器兩端電壓波形如圖11所示。

0 s時電容器兩端電壓為10 kV，此時充電電源斷開，電容器兩端電壓開始下降；當電壓降至損失超過1%(9.9 kV以下)時，充電電源就再次開始工作給電容器浮充，使得其電壓始終保持在一個相對穩(wěn)定的范圍內。

4 結束語

筆者基于級聯(lián)式MMC電路拓撲，對用于電磁發(fā)射過程中的脈沖功率源高壓電容器的充電電源進行了原理設計，通過仿真計算得到了充電過程中的充電電壓和電流波形；并針對高壓電容器常出現的電壓損失現象，給充電電源增加了浮充部分。電路仿真得到的波形和設計預期與發(fā)射需求相符。由于沒有進行實際的電路模型搭建，后續(xù)仍需要進行進一步的元件選型、設計和試驗，通過后續(xù)的試驗結果對筆者設計進行檢測和驗證。另外，筆者對于充電時電流和功率控制的方法仍是基于傳統(tǒng)的PID控制方法，下一步的研究過程中將加入部分智能化的算法，力求使得電路控制更為智能化、簡便化，為電磁發(fā)射過程實現更為穩(wěn)定的電源保障功能。