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        高效寬電壓增益CLLC諧振變換器分段控制研究

        2021-12-10 05:32:10文偉仲陳亞賓
        電源技術(shù) 2021年11期
        關(guān)鍵詞:諧振單調(diào)分段

        文偉仲,舒 杰,王 浩,陳亞賓,黃 瑋

        (1.中國科學(xué)院廣州能源研究所,廣東廣州 510640;2.中國科學(xué)院大學(xué),北京 100049;3.廣東省新能源和可再生能源研究開發(fā)與應(yīng)用重點實驗室,廣東廣州 510640;4.中國廣核新能源控股有限公司,香港 999077;5.深圳中廣核工程設(shè)計有限公司,廣東深圳 518100)

        近年來,隨著分布式發(fā)電微網(wǎng)、新能源汽車的快速發(fā)展,雙向CLLC 諧振變換器在儲能系統(tǒng)功率變換中得到廣泛關(guān)注。由于其拓撲結(jié)構(gòu)對稱,能提供能量的雙向流動;可在較大頻率范圍內(nèi)實現(xiàn)軟開關(guān),因此開關(guān)損耗較低、功率密度高、雙向工作時調(diào)壓范圍均較大,相對于其他雙向變換器和諧振變換器,在高頻、高壓場合應(yīng)用具有很大優(yōu)勢[1]。

        CLLC 變換器的控制策略主要為PFM 和PWM。其中PFM 控制方法的原理簡單,且軟開關(guān)范圍較寬,但是在開關(guān)頻率變化范圍一定的情況下,可以實現(xiàn)的電壓增益范圍很窄,即在輸入電壓不變時,輸出電壓的范圍有限[2]。PWM 控制電路的設(shè)計較簡單,但軟開關(guān)范圍較窄,環(huán)流損耗較大[3]。因此文獻[4-5]對于傳統(tǒng)的控制方法進行改進,并應(yīng)用于LLC 等拓撲中,使一定的電壓增益范圍下,頻率的變化范圍減小,從而減小變換器的尺寸,提高功率密度,在參數(shù)設(shè)計時,也可以提高變壓器勵磁電感和諧振回路電感的比值,減小變換器的損耗。

        文獻[6]提出了一種用于LLC 電路的分段控制方法,在開關(guān)工作在額定頻率附近時采用常規(guī)的PFM 控制;分別利用APWM(asymmetric pulse width modulation,非對稱脈沖寬度調(diào)制)控制和SPWM(symmetric pulse width modulation,對稱脈沖寬度調(diào)制)控制,實現(xiàn)較高和較低的電壓增益,從而縮小開關(guān)頻率的范圍,但將其應(yīng)用于全橋CLLC 變換器時,由于拓撲的對稱性等問題,需要進行優(yōu)化。

        本文在上述控制方法的基礎(chǔ)上,提出一種PFM 控制和SPWM 控制相結(jié)合的改進型分段控制方案,應(yīng)用到CLLC 拓撲中:舍棄了冗余的控制分段,將控制分段簡化為兩段,優(yōu)化了控制分段的區(qū)間選取,在相同的頻率范圍內(nèi),拓寬了電壓增益,同時保證了原邊開關(guān)的ZVS。

        本文首先分析了傳統(tǒng)PWM、PFM 控制下CLLC 變換器的電壓增益;然后根據(jù)文獻[6]中分段控制在CLLC 變換器應(yīng)用上的不足,提出了改進型分段控制方案;且針對其拓撲應(yīng)用,分析了電路的參數(shù)設(shè)計方法。最后,利用MATLAB 對于提出的分段控制進行仿真,驗證了該方法應(yīng)用于CLLC 變換器的可行性,及相對于傳統(tǒng)PFM 控制的優(yōu)勢。

        1 不同控制策略下CLLC 變換器的運行狀態(tài)

        本節(jié)介紹了傳統(tǒng)的PFM 控制和兩種PWM 控制策略下CLLC 變換器的運行狀態(tài)及電壓增益狀況,并以此為基礎(chǔ),介紹了文獻[6]中提出的分段控制方法。

        圖1 為全橋CLLC 變換器電路圖,Vi和Vo分別為輸入、輸出電壓,原邊開關(guān)S1-S4構(gòu)成逆變側(cè),副邊開關(guān)S5-S8構(gòu)成整流側(cè),諧振電感Lr1、Lr2分別在原副邊和諧振電容Cr1、Cr2構(gòu)成諧振回路,Lm為勵磁電感。由于諧振回路結(jié)構(gòu)是對稱的,能量雙向流動的原理類似,假定能量流向為原邊側(cè)流向副邊側(cè),且副邊開關(guān)管通過其反并聯(lián)二極管D5-D8進行整流。

        圖1 全橋CLLC 諧振變換器

        1.1 PFM 控制

        PFM 控制下的CLLC 變換器,對于不同的開關(guān)頻率fs和諧振頻率fr的取值,變換器的工作模態(tài)不同:fs<fr時,原邊關(guān)斷電流很小,但是fs過小也會導(dǎo)致電路的諧波損耗增大[7];fs>fr時,原邊關(guān)斷電流較大,使開關(guān)損耗較大,因此,fs工作在fr兩側(cè)時,應(yīng)盡量減小其工作范圍。

        利用FHA(first haromonic approximation,基波近似法)分析電壓增益,圖2 為CLLC 變換器的基波等效電路。

        圖2 CLLC基波等效電路

        其中耦合到原邊的等效電感、電容和負載電阻為[8]:L'r2=Lr2/n2,C'r2=Cr2·n2,Req=8n2Rl/π2。由該電路可以得出PFM 控制的電壓增益[9]:

        式中:a,b,c為與k,g有關(guān)的參數(shù),a=2k+1,b=k+k/g+1+1/g,c=1/g;n為變壓器的匝比;k為變壓器勵磁電感與諧振電感之比,k=Lm/Lr1;Q為CLLC 電路的品質(zhì)因數(shù),Q=(Lr1/Cr1)0.5/Req;fn為歸一化頻率,fn=fs/fr;g為原副邊的諧振電容之比,g=Cr1/Cr2。

        1.2 PWM 控制

        PWM 控制中兩橋臂開關(guān)管的導(dǎo)通時間改變了原邊諧振回路的輸入電壓導(dǎo)通角δ,從而影響了副邊諧振回路電壓波形和輸出電壓幅值。對于APWM 控制,其原邊變壓器諧振網(wǎng)絡(luò)輸入電壓波形,利用傅里葉分解,忽略其他次諧波,基波電壓幅值為:

        而對于PFM 模式,基波幅值為UF=2/π,故由式(1)和式(2),在諧振頻率fr時,APWM 控制模式電壓增益為:

        1.3 分段控制

        文獻[6]提出的分段控制有三個控制區(qū)間,PFM 控制模式下將頻率控制在fr和fmin之間,此區(qū)間內(nèi)G隨fr單調(diào)遞減;更高的電壓增益部分由APWM 控制實現(xiàn),通過調(diào)整fmin的值調(diào)整APWM 模式的最大電壓增益;而更低的電壓增益由SPWM 控制模式實現(xiàn)。

        該方法適用的LLC 拓撲,原邊開關(guān)為半橋結(jié)構(gòu),且變壓器副邊為中心含抽頭的結(jié)構(gòu)(圖3)。在APWM 控制中,當取到較大的導(dǎo)通角δ時,由于副邊二極管的反向偏置,使電路的工作狀態(tài)與半橋反激式變換器相同,得到的電壓增益可以大于采用PFM 控制時相同開關(guān)頻率的增益,取代低頻段的PFM控制。

        圖3 含抽頭的半橋LLC 拓撲[6]

        2 改進型分段控制及其參數(shù)設(shè)計

        將分段控制應(yīng)用于CLLC 拓撲時,兩種PWM 控制方法提供的電壓增益區(qū)間是重復(fù)的,基于此提出了一種新的分段控制策略,將原來的控制分段簡化為兩個,并且優(yōu)化了分段方式,結(jié)合參數(shù)設(shè)計,可以縮短頻率變化范圍,能夠提高變換器效率。

        2.1 改進型分段控制

        對于圖1 所示的全橋CLLC 拓撲,為了保證較小體積和對稱性,選用不含抽頭的變壓器。從式(3)可以看出,相同工作頻率時,APWM 模式下的電壓增益不大于PFM 控制下的增益,不符合采用APWM 控制的初衷。由式(4),SPWM 控制的電壓增益同樣小于等于相同頻率時PFM 控制下的增益,即應(yīng)用到全橋CLLC 變換器時,APWM 和SPWM 控制段實現(xiàn)的增益范圍重疊。

        在對應(yīng)的取值范圍內(nèi),APWM 控制下G隨δ變化是不單調(diào)的,且當δ過大或者過小時,會出現(xiàn)原邊某一橋臂開關(guān)管關(guān)斷電流過大的問題,故在改進型分段控制策略中,將控制分為兩段:PFM 控制段和SPWM 控制段,這樣既可以簡化控制電路的設(shè)計,也可以減小開關(guān)的關(guān)斷損耗。

        由式(1)和式(4),CLLC 諧振變換器兩工作區(qū)間內(nèi)的電壓增益曲線如圖4。PFM 模式內(nèi),頻率變化范圍為fmin≤fs≤fmax,保持δ=δmax=π,對應(yīng)的電壓增益為GPFM_min≤G≤Gmax;而在SPWM模式內(nèi),工作頻率fs=fmax,導(dǎo)通角的變化范圍為δmin≤δ≤δmax,對應(yīng)的電壓增益為Gmin≤G≤GSPWM_max,其中GSPWM_max=GPFM_min。

        圖4 電壓增益曲線

        頻率和導(dǎo)通角的邊界條件fmin由式(1)和Gmax決定,δmax=π。fmax和δmin由最低電壓增益Gmin和原邊開關(guān)的ZVS 條件決定:圖5 為原邊開關(guān)電壓電流波形,δ為阻抗角,γ=π-δ。開關(guān)S2關(guān)斷后,在開關(guān)S4導(dǎo)通前,若諧振電流小于零,則會通過開關(guān)兩端的反并聯(lián)二極管續(xù)流,S4開通時兩端無電壓,實現(xiàn)ZVS 開通,因此只要開關(guān)電流滯后于電壓即可保證開關(guān)管的ZVS。

        圖5 原邊開關(guān)電壓電流波形

        利用圖2 的基波電路圖求出基波阻抗為:

        式中:Z1為原邊諧振回路阻抗,Z1=jωsLr1+1/(jωCr1);Z2為副邊諧振回路阻抗,Z2=jωsL'r2+1/(jωC'r2);Zm為勵磁電感阻抗,Zm=jωsLm。

        因此阻抗角θ=arctan(Xb/Rb)=θ(f)。原邊開關(guān)管ZVS 的條件為θ≥π-δ,其中0<δ<π,故為了實現(xiàn)最小的開關(guān)頻率范圍,臨界狀態(tài)的fmax和δmin應(yīng)滿足:

        由于電壓增益對于頻率和導(dǎo)通角的單調(diào)性,且頻率和導(dǎo)通角對于電壓增益的影響是獨立的,在實現(xiàn)最小增益時有:

        聯(lián)立式(6)(7)可求得fmax和δmin,在該范圍內(nèi)的頻率值和導(dǎo)通角值可以保證開關(guān)管的ZVS。

        2.2 參數(shù)設(shè)計的方法

        結(jié)合上文的研究,參數(shù)設(shè)計的原則是:PFM 模式下,可以達到最大增益要求,且額定的電壓增益范圍內(nèi),G-fs保持單調(diào)。fs不變時,在0~π 的范圍內(nèi),G隨δ的增大而單調(diào)增大,隨其減小而單調(diào)減?。欢暮愣〞r,G與fs的關(guān)系主要受到Q和k的影響。

        圖6(a)為Q值一定,k變化時的G-fn曲線,其中k1>k2>k3。k選取較大值可以減小變壓器的損耗,優(yōu)化變換器性能[10],但是此時可達到的最大增益較小,實現(xiàn)一定增益范圍所需的頻率范圍也較寬。圖6(b)為相同工況下保持k=k3不變,僅變化Q值的G-fn曲線,其中Q1>Q2>Q3。如圖,選取較小的Q可以在k值較大時,一定程度上提高最大增益,使最大增益點之后的fs保持單調(diào)遞減,但會使諧振點附近的曲線變得更平穩(wěn),使實現(xiàn)相同增益范圍的頻率范圍增大。

        圖6 PFM增益曲線G-fn

        綜上,選取較大的k和較小的Q,可以得到較大的單調(diào)減區(qū)間,再利用該分段控制,可以解決開關(guān)頻率范圍變化過大的問題,保證變壓器工作在諧振頻率附近,也可以減小原邊開關(guān)的關(guān)斷電路,抑制諧波損耗,在保證較好的性能和效率的同時達到需要的電壓增益。

        3 仿真驗證

        由2.2 的參數(shù)設(shè)計方法,在額定功率為6 kW,電壓增益為0.9~1.2 的情況下,設(shè)計CLLC 電路的參數(shù)如表1。

        表1 仿真參數(shù)

        選取k=12,Q=0.08,將所需增益包含在隨頻率的單調(diào)區(qū)間內(nèi)。負載和輸出電壓不變的情況下,當輸入電壓為844 V時,電壓增益為0.9,利用式(6)和式(7)可以聯(lián)立解出臨界狀態(tài)時開關(guān)的工作頻率fmax為127 kHz,導(dǎo)通角δmin為2.4 rad。再由式(1)和式(4),確定分段控制的工作范圍:輸入電壓范圍在633~792 V 即G=1.2~0.96 時,變換器為PFM 控制模式,fs的范圍為55~127 kHz;輸入電壓范圍為792~844 V 時,G=0.96~0.9,變換器工作在對稱PWM 模式,導(dǎo)通角范圍為π~2.4 rad。

        傳統(tǒng)PFM 控制時,相同的電壓增益范圍下,開關(guān)工作頻率工作區(qū)間為55~220 kHz。因此,理論上來看,分段控制將傳統(tǒng)PFM 控制的開關(guān)變化值Δf從165 kHz降到了72 kHz。

        利用上述的參數(shù)設(shè)計和分析,在Simulink 中進行仿真驗證。圖7 為額定負載下,輸入電壓為844 V 時的穩(wěn)定波形,Vo為輸出電壓,Vab為變壓器原邊側(cè)電壓,Vs1和is1為開關(guān)管S1的電壓和電流,此時為原邊開關(guān)ZVS 的臨界狀態(tài),開關(guān)電壓與電流同相位。

        圖7 關(guān)鍵波形

        額定負載下,分段控制下的輸出電壓數(shù)據(jù)如表2。其中,G=0.97 時為工作模式分界點,取各電壓增益點,繪制G-fn和G-δ曲線如圖8,分段控制中Δf為58 kHz;再利用相同電路進行傳統(tǒng)PFM 控制下的仿真,在相同電壓增益范圍內(nèi),得到工作頻率為58~180 kHz,即Δf1=122 kHz。相較于傳統(tǒng)PFM 控制,分段控制將fs的變化范圍縮小了64 kHz。

        表2 分段控制仿真數(shù)據(jù)

        圖8 MATLAB仿真增益曲線

        4 總結(jié)

        為了增加電壓增益范圍、減少開關(guān)頻率變化范圍、實現(xiàn)寬范圍開關(guān)器件ZVS,本文提出了一種針對雙向CLLC 變換器的分段控制方法。該方法分為PWM 和SPWM 兩段控制,在滿足軟開關(guān)的前提下,縮短了開關(guān)頻率變化范圍。

        針對該分段控制策略本文提出了相應(yīng)的參數(shù)設(shè)計方法,用于減小變換器的尺寸。采用MATLAB 對6 kW 變換器的參數(shù)設(shè)計算例進行了數(shù)字建模仿真。當變換器電壓增益范圍為0.9~1.2時,采用本文提出的分段控制,在實現(xiàn)全工況范圍原邊開關(guān)器件ZVS 的前提下,將采用傳統(tǒng)PFM 控制開關(guān)頻率變化范圍由122 kHz 減少到58 kHz。該算例展示了本文所提分段控制的優(yōu)勢:可實現(xiàn)全工況軟開關(guān),提高了變換器效率;開關(guān)頻率變化范圍小,減小了濾波器設(shè)計難度和濾波器體積。

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