國網(wǎng)吉林省電力有限公司集安市供電公司 李軒宇
由于傳統(tǒng)前饋解耦控制方法電壓外環(huán)模型復(fù)雜,導(dǎo)致解耦控制時(shí)間較長,研究PWM整流器系統(tǒng)雙向運(yùn)行前饋解耦控制的新方法。利用分量輸入電壓解耦dp坐標(biāo)系,采用合并小時(shí)間常數(shù)和轉(zhuǎn)換PI調(diào)節(jié)器的形式,實(shí)現(xiàn)電流內(nèi)環(huán)的設(shè)計(jì),通過簡化直流側(cè)電流的原始算法得到新的算法,構(gòu)建電壓外環(huán)解耦控制模型。經(jīng)過實(shí)驗(yàn)發(fā)現(xiàn),單相PWM整流器中的本文方法的解耦控制時(shí)間平均為0.298s,傳統(tǒng)方法平均為0.899s,在三相PWM整流器中本文方法的解耦控制時(shí)間平均為0.424s,傳統(tǒng)方法平均為1.04s,本文設(shè)計(jì)的PWM整流器系統(tǒng)雙向運(yùn)行前饋解耦控制方法更快。
PWM整流器系統(tǒng)成為了傳統(tǒng)電源系統(tǒng)的替代產(chǎn)品,在太陽能發(fā)電等眾多電力領(lǐng)域都有著廣泛的應(yīng)用。由于系統(tǒng)在運(yùn)行的過程中需要輸入指令來操控某一部分進(jìn)行活動(dòng),但這種指令的輸入不是一次性的,在活動(dòng)的過程中,還需要向受控的部位利用捷徑的方式傳遞前饋信號,受控部位在接收原始指令的同時(shí)也需要接收前饋信號,可以保證活動(dòng)的準(zhǔn)確執(zhí)行。前饋信號的傳遞由于不是單一輸入得到單一輸出的,因此多個(gè)信號同時(shí)輸入就會(huì)出現(xiàn)耦合的情況,會(huì)使得信號的傳輸發(fā)生紊亂,受控部位會(huì)接收不正確的信號。因此如何解除前饋信號傳遞過程中出現(xiàn)的耦合現(xiàn)象就變得十分的重要。
PWM整流器dq坐標(biāo)系中的軸變量是相互耦合的,因此需要對該數(shù)學(xué)模型進(jìn)行解耦??刂葡到y(tǒng)的指令電壓是交流輸入電壓在坐標(biāo)軸上的分量,有功與無功電流相互耦合,采用電流解耦的方式實(shí)現(xiàn)控制。在dq坐標(biāo)系中,交流的側(cè)電壓的表達(dá)式如下列公式(1)所示。
在公式(1)中,ud代表d坐標(biāo)軸中的側(cè)電壓,ld代表分量電壓,Vad表示有功電流的轉(zhuǎn)速,ad表示有功電流,s為時(shí)間,C為長度,α為有功電流的長度系數(shù)。在q坐標(biāo)中字母代表的意思與d坐標(biāo)中字母代表的意思相同。將指令電壓在兩個(gè)坐標(biāo)軸中進(jìn)行分量,可以得到下列公式(2)。
通過調(diào)節(jié)的方式,根據(jù)電流的實(shí)際值和給出的原始值可以得到下列公式(3)。
在公式(3)中,Qj為電流的實(shí)際值,Qz為給定值,i為電流經(jīng)過的路程,為d軸上的交流側(cè)指令電壓。lq0為q軸上的交流側(cè)指令電壓。將上述公式(3)代入公式(2)中,再將公式(2)代入公式(1)中,就能得到模型。在該坐標(biāo)中,將電網(wǎng)電壓的初始值設(shè)定為d軸的初始值,交流側(cè)電流的初始量與電網(wǎng)電壓的初始值呈相關(guān)關(guān)系,因此,只有d軸需要進(jìn)行分量,q軸的分量則為0。
設(shè)系統(tǒng)采樣的時(shí)間為T,電流無法進(jìn)行實(shí)時(shí)采樣,電流采樣一般都具有滯后性,因此,整流器就成為了一個(gè)小的慣性環(huán)節(jié)。交流側(cè)就會(huì)成為一個(gè)積分環(huán)節(jié)。將指令電壓輸入電流內(nèi)環(huán),得到滯后的電流采樣,通過整流橋等效增益得到整流器的小慣性環(huán)節(jié),將d軸中的側(cè)電壓和分量電壓分別輸入電流內(nèi)環(huán),得到有功電流。將整個(gè)電流控制環(huán)結(jié)構(gòu)中的小時(shí)間常數(shù)進(jìn)行合并,再將PI調(diào)節(jié)器轉(zhuǎn)換到零極點(diǎn)這種形式,則可以使整個(gè)流程不經(jīng)過滯后的電流采樣環(huán)節(jié),而是基于合并后的小時(shí)間常數(shù)和PI調(diào)節(jié)器的零極點(diǎn)形式直接在輸入側(cè)電壓和分量電壓后,得到有功電流,當(dāng)忽略電網(wǎng)電壓的干擾時(shí),為了增加系統(tǒng)的抗干擾能力,將電流內(nèi)環(huán)采用Ⅱ型系統(tǒng),將中寬頻設(shè)置為5,提高電流的響應(yīng)速度。
PI調(diào)節(jié)器的輸出會(huì)被認(rèn)定為指令電流,電壓外環(huán)的電壓可以用下列公式(4)來表示。
而當(dāng)單位功率呈現(xiàn)出因數(shù)狀態(tài)的時(shí)候,電網(wǎng)的電壓將會(huì)與交流側(cè)電流一致,即為公式(5)所示。
每個(gè)交流側(cè)電流與開關(guān)函數(shù)相乘之后,再全部相加起來,便得到了直流側(cè)電流,只考慮該函數(shù)的低頻分量,此時(shí)這個(gè)函數(shù)可以用下列公式(6)來表示。
在公式(6)中δ為初始相位角,x為調(diào)制比,調(diào)制比最大不能超過1。將公式(5)和公式(6)代入直流側(cè)電流的運(yùn)算公式中,會(huì)簡化直流側(cè)電流的原始公式,得到一個(gè)新的簡便公式,如下列公式(7)所示。
因?yàn)殡妷旱牟蓸油娏饕粯佣季哂袦笮?,所以,電壓采樣環(huán)節(jié)同樣可以看成是一個(gè)慣性環(huán)節(jié),且此慣性環(huán)節(jié)的滯后時(shí)間為3倍。輸入原始電壓,通過采樣環(huán)節(jié),經(jīng)歷3倍的采樣時(shí)間,利用公式(7)通過加入側(cè)電流和分量電流最終得到有功電壓。依舊和電流內(nèi)環(huán)一樣將調(diào)節(jié)器轉(zhuǎn)換為零極點(diǎn)模式,合并小時(shí)間常數(shù)。調(diào)整后的整個(gè)流程不經(jīng)過滯后的電壓采樣環(huán)節(jié),而是基于合并后的小時(shí)間常數(shù)和PI調(diào)節(jié)器的零極點(diǎn)形式直接在輸入側(cè)電流和分量電流后,得到有功電壓。為了增加系統(tǒng)的抗干擾能力,將電壓外環(huán)采用Ⅱ型系統(tǒng),將中寬頻設(shè)置為5。根據(jù)上述算法設(shè)計(jì)PI調(diào)節(jié)器,確定基本參數(shù),在實(shí)際系統(tǒng)中還需要對調(diào)節(jié)器進(jìn)行參數(shù)的微調(diào),以提高控制準(zhǔn)確性。
為驗(yàn)證本文研究的PWM整流器系統(tǒng)雙向運(yùn)行前饋解耦控制方法的解耦控制時(shí)間,選擇單相三相兩種整流器分別進(jìn)行實(shí)驗(yàn)測試,選取本文設(shè)計(jì)的解耦控制方法為實(shí)驗(yàn)組,傳統(tǒng)解耦控制系統(tǒng)為對照組,對兩種方法解耦控制的時(shí)間進(jìn)行實(shí)驗(yàn)。第一組在單相PWM整流器中進(jìn)行系統(tǒng)雙向運(yùn)行前饋解耦控制實(shí)驗(yàn)。為防止出現(xiàn)偶然性及其他因素的影響,提高實(shí)驗(yàn)結(jié)果的說服力和可靠程度,故進(jìn)行10次實(shí)驗(yàn),10次實(shí)驗(yàn)輸入的指令逐漸復(fù)雜。表1為兩種方法解耦控制時(shí)間。
表1 單相PWM整流器解耦控制時(shí)間(s)
根據(jù)表1的實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)可以看出,實(shí)驗(yàn)組比對照組的解耦控制時(shí)間更快。第二組在三相PWM整流器中進(jìn)行系統(tǒng)雙向運(yùn)行前饋解耦控制實(shí)驗(yàn)。表2為兩種方法解耦控制時(shí)間。
表2 三相PWM整流器解耦控制時(shí)間(s)
根據(jù)表2的實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)可以看出,實(shí)驗(yàn)組比對照組的解耦控制時(shí)間更快。通過以上兩組實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)可以得出,本文所用的前饋解耦控制方法所需要的時(shí)間都小于傳統(tǒng)前饋解耦控制方法。
結(jié)束語:本文給出新的PWM整流器系統(tǒng)雙向運(yùn)行前饋解耦控制方法,該方法在理論上比傳統(tǒng)方法解耦控制的速度更快,解耦控制效果更好。但本文僅從解耦時(shí)間上進(jìn)行對比實(shí)驗(yàn),實(shí)驗(yàn)以單相PWM整流器和三相PWM整流器為對象,對比傳統(tǒng)解耦控制方法和本文解耦控制方法在控制時(shí)間上的差異,得到本文的解耦控制方法比傳統(tǒng)解耦控制方法用時(shí)更短的結(jié)論。