陳海東，何 寧，徐國金，周玉虎

（臺達電子杭州設計中心，浙江 杭州 310051）

0 引 言

隨著能源和環(huán)境的挑戰(zhàn)日益嚴峻，大力發(fā)展可再生能源是推動綠色低碳發(fā)展和加快生態(tài)文明建設的重要支撐，也是應對氣候變化的重要舉措。對中國這樣一個能源生產和消費大國來說，發(fā)展新能源汽車已經成為國家戰(zhàn)略。目前，電動汽車的研究主要圍繞在如何發(fā)掘其充電靈活性上。電動汽車作為通勤交通工具使用，現有工作利用其相對寬裕的充電時間開展充電調度，實現效率的提升[1]。應用高壓直流快速充電技術為新能源汽車充電，功率大且充電速度較快[2]。

電池儲能系統(tǒng)的一個重要組成部分就是基于脈沖寬度調制（Pulse Wiolth Modulation，PWM）技術的電壓源型逆變器，即儲能變流器（Power Conversion System，PCS）。通過PCS實現電池儲能系統(tǒng)直流電池與交流電網之間的雙向能量傳遞，通過控制策略實現對電池系統(tǒng)的充放電管理、對網側負荷功率的跟蹤以及對正常及孤島運行方式下網側電壓的控制等。

目前，常用的PCS拓撲結構如圖1所示，采用雙向DC/DC變換器和雙向DC/AC變換器。雙向DC/DC變換器用來調整直流電壓和電池充放電電流，雙向DC/AC起到整流和逆變功能，實現電池儲能系統(tǒng)與電網的能量交換。PCS拓撲結構的優(yōu)點是適應性強，可實現對多串電池組的充放電管理。DC/DC環(huán)節(jié)可實現直流電壓的升降，使得儲能電池的容量差異和荷電狀態(tài)（Stade of Charge，SOC）高低配置更加靈活。不僅適用于電動汽車換電模式下在換電站對多個電池包的先后加入充電，也適用于電動汽車退役電池的二次利用。

圖1 含DC/DC與DC/AC環(huán)節(jié)的共直流母線結構

并且，PCS直流母線儲能拓撲結構連接多臺DC/DC變換器，模塊化的設計理念和分布式儲能系統(tǒng)架構可實現電池模組的精細化管理。儲能系統(tǒng)在全生命周期內的放電容量更高且投資更優(yōu)，安全可靠。

飛跨電容三電平變換器與傳統(tǒng)的兩電平直流變換器相比較，優(yōu)勢在于開關管承受的電壓應力較小，且可以減小輸出電感體積，降低動態(tài)響應時間。正因為這兩個優(yōu)點，三電平雙向直流變換器廣泛地應用于軌道交通、新能源發(fā)電以及儲能等高直流電壓儲能系統(tǒng)等領域[3]。但是飛跨電容具有電容容量大和電容電壓高等特點，一旦變換器外部發(fā)生短路故障后，飛跨電容上面的能量釋放，瞬間產生很大的短路電流，如果不及時處理，將進一步造成火災事故，因此研究飛跨電容三電平雙向直流變換器的短路保護很有意義。

1 多變換器并聯拓撲母線側短路危害

1.1 變換器母線側端口短路

多變換器并聯結構如圖2所示，當#2號變換器a、b處發(fā)生短路時，即為變換器母線側端口短路故障。

圖2 多變換器并聯結構

1.2 變換器母線側端口短路的危害

直流側短路故障會產生極大的電流和熱量，主要有以下幾個方面影響。一是變換器短路時，直流線路阻抗通常較小，將造成短路電流上升速度極快；二是過大的短路電流會造成器件過熱損壞，同時給電池的安全與壽命帶來不利影響；三是過大的短路電流會造成短路變換器內部的分斷裝置無法有效斷開；四是變換器多個并聯的條件下，一個變換器端口發(fā)生短路，有可能造成多個并聯變換器過流并且同時毀壞熔斷器，增加了維修成本和時間；五是單臺變換器僅可以提供數千安培的短時短路電流，而多臺變換器并聯在一起后，每一臺變換器都會向短路點提供短路電流，從而可以形成很大的總短路電流。

針對上述危害，本文分析了如何實現短路回路電流的檢測、如何快速切斷短路回路以及如何保證變換器自身“存活”下來等問題，提出了具體的設計方案和控制策略，確保整個系統(tǒng)的安全穩(wěn)定運行。

2 飛跨電容三電平變換器高壓側短路電流路徑分析

飛跨電容三電平變換器高壓側短路電流路徑示意如圖3所示。

如圖3所示，該拓撲的特殊性導致出現高壓側短路故障，內部S1、S2、S3以及S4主管的驅動關閉。由于繼電器不能快速帶載切斷，內部電容以及電池側的能量還是會通過主管的體二極管向高壓側釋放。高壓側發(fā)生短路之后，形成以下4組放電路徑。

圖3 飛跨電容三電平變換器高壓側短路電流路徑示意圖

放電回路1是輸入電容C1→S5→S6→CS→a、b→K1→Fuse1→Fuse2→K2；放電回路2是飛跨電容 C2→ D1（S1）→ S5→ S6→ CS→ K1→ Fuse1→ a、b→ Fuse2→ K2→ D4（S4）； 放 電 回 路 3是 輸出 電 容 C3→ L － D2（S2） → D1（S1） → S5→S6→CS→K1→Fuse1→a、b→Fuse2→K2；放電回路4是電池側能量通過Fuse3→K3→L→D2（S2）→ D1（S1） → S5→ S6→ CS → K1→ Fuse1→ a、b→Fuse2→K2→K4→Fuse4。

上面4組放電回路中，任何回路持續(xù)時間越長，短路電流越大，必定造成變換器損毀。其中S6的主要作用是在保護變換器內部發(fā)生短路之后，用過快速關閉切斷外部和變換器內部短路回路。分析上述高壓側的短路電流回路可知，短路電流同時經過IGBT和電流傳感器，由此介紹兩種短路保護方案。方案1通過絕緣柵雙極型晶體管（Insulated Gate Bipolar Transisteo，IGBT）驅動電路退飽和功能，限制短路電流；方案2采用電流傳感器CS作為總短路電流的檢測源。當短路電流增加到過流保護閾值時，產生過流觸發(fā)信號，由觸發(fā)信號來快速關閉IGBT的驅動信號。

3 短路保護仿真分析

建立飛跨電容三電平變換器模型和高壓側短路故障模型，如圖4所示。其中仿真參數UHV=1 500 V，ULV=1 000 V，共模電感漏感Lk=10 μF。圖4中S1開關閉合代表高壓側發(fā)生短路故障，S2開關代表IGBT器件，短路發(fā)生到S2開關閉合，持續(xù)時間為短路過流響應時間。

圖4 飛跨電容三電平變換器短路保護模型

仿真可得短路電壓與電流波形如圖5所示，仿真中設置過流響應時間為3μs，短路電流峰值約為580 A。短路電流的大小主要取決于短路回路阻抗、回路電感以及IGBT關斷響應時間，DIODE（D5）可以提供電感（L2）續(xù)流回路，防止電感和回路結電容產生震蕩，將UE點的電壓鉗位在零電平，限制IGBT電壓應力。

圖5 短路電壓、電流與時間波形

4 短路保護實現電路與設計

4.1 IGBT退飽和短路檢測方案

退飽和短路檢測電路如圖6所示。IGBT的工作狀態(tài)有飽和區(qū)、線性區(qū)以及截止區(qū)3種工作狀態(tài)。當回路中產生很大的短路電流時，IC電流快速上升，上升到一定的數值之后不再增加，然后UCE快速上升到母線電壓，二極管Dd反向截止工作，電容CRES被驅動內部電流恒流源充電，當CRES電壓被充電到內部比較器基準電壓Uref時，比較輸出電壓翻轉，驅動芯片進入保護狀態(tài)，從而實現短路保護的功能[4]。

圖6 退飽和短路檢測電路

4.2 電流傳感器檢測短路保護方案

短路保護邏輯如圖7所示，包括4個功能組成部分。

第1部分是快速比較器電路，比較器負極輸入端連接CT采樣的輸出信號，正極輸入端連接參考電壓Uref，用來判斷CT上流過的電流是否過流。第2部分是干擾屏蔽電路，增加抗干擾電路防止短路保護功能誤動作。第3部分是RS觸發(fā)器電路，當過流保護觸發(fā)之后，比較器輸出為低，電容C1迅速放電，RS觸發(fā)器的輸入端S引腳為低，輸出端Q由高跳低，并且在故障解除之后，無論R端輸入高或者低，RS觸發(fā)器均為低，減小了再次被干擾的風險。第4部分是IGBT驅動電路，當RS觸發(fā)器的輸出為低，通過二極管將驅動IV信號拉低，關閉驅動信號。

當外部端口短路后，電流傳感器CS流過的電流突然變大，傳感器將采樣到的電流信號轉化為電壓信號與比較器設定的閾值基準電壓比較，當短路電流達到設定的閾值之后，比較器輸出電平信號由高電平快速翻轉為低電平，該信號傳遞到RS觸發(fā)器鎖定之后，觸發(fā)器輸出信號Q將IGBT驅動信號快速拉低，IGBT關斷，切斷整個變換器內部的短路電流路徑[5]。

5 短路保護實驗

為了驗證兩種短路保護電路的正確性以及短路電流的抑制能力，搭建了樣機。試驗中模擬高壓側短路開關裝置采用可控硅模塊，可控硅模塊控制簡單、靈敏、響應快，型號為Infineon-TZ810N22K，樣機參數見表1。

表1 樣機參數表

為了直觀地比較文中提到的短路保護方案，進行高壓側短路試驗。首先樣機通過內部Fuse熔斷來切斷短路回路，測試端口的短路電流，其次分別試驗退飽和短路和傳感器短路檢測方案，最后將測試結果比較，選擇最優(yōu)方案。

試驗工況中，高壓側電壓為1 500 V，低壓側電壓為1 000 V，從低壓側向高壓側放電電流為40 A。試驗得到Fuse熔斷短路波形如圖8所示，退飽和保護短路波形如圖9所示，電流傳感器保護短路波形如圖10所示，短路保護方案測試結果如表2所示。

表2 短路保護方案測試結果

圖8 Fuse熔斷短路波形

圖10 電流傳感器保護短路波形

圖8中的短路通過Fuse熔斷來切斷短路回路，回路中短路電流達到2 580 A，持續(xù)時間比較長，導致樣機Fuse，S1，S2，S4管都不同程度損壞，因此這種短路不可取。圖9中的退飽和短路保護方案結構簡單，但是抗干擾要求較高，需要增加屏蔽電路，因此過流檢測就會加長時間，從而短路保護的峰值電流也會增加。圖10中的電流傳感器短路保護方案短路響應時間更短，短路電流越小，回路器件的耐沖擊能量越小，主功率器件選型上越有優(yōu)勢。兩種短路保護方案比較如表3所示。

表3 兩種短路保護方案比較

由表3可知，電流傳感器短路保護方案更合理。樣機試驗經過不同電壓和不同的負載電流，在多種組合短路測試條件下短路模塊未損壞，從而驗證了該短路電流抑制電路的合理性。

6 結 論

充電基礎設施是新能源汽車產業(yè)的重要支撐，是一種新型的城市基礎設施。隨著新能源的接入，電池儲能系統(tǒng)在電力系統(tǒng)中起到越來越重要的作用。本文提出PCS直流母線儲能系統(tǒng)中多并聯變換器的母線側出現短路故障問題，研究了飛跨電容型三電平變換器高壓側短路后內部電容和電池側的放電路徑。為了抑制高壓側短路電流，建立飛跨電容型三電平變換器拓撲模型以及高壓側短路模型，推導了IGBT關斷響應時間對短路電流的限制起到決定性作用。提出兩種短路保護實現電路與設計方案，分別進行了短路保護試驗，驗證電流傳感器短路保護方案更加快速和有效，對器件的選型和成本控制有實際指導意義。