黃天一，卞正達(dá)，徐長福，王若隱，張銘，譚林林

(1.東南大學(xué)電氣工程學(xué)院,江蘇 南京 210096；2.國網(wǎng)江蘇省電力有限公司電力科學(xué)研究院,江蘇 南京 211103)

0 引言

自2007年磁耦合諧振式無線電能傳輸方式被提出以來，大功率、中距離無線電能傳輸技術(shù)發(fā)展迅速[1]。目前，高效率、系統(tǒng)化的無線充電系統(tǒng)成為研究熱點。無線充電系統(tǒng)由發(fā)射端與接收端組成[2]，發(fā)射端包括整流模塊、逆變模塊和發(fā)射端諧振電路，接收端包括接收端諧振電路、整流模塊和負(fù)載。傳統(tǒng)無線充電系統(tǒng)以硅(Si)器件為核心，其工作頻率一般在50 kHz以下，工作損耗較大，難以在高溫環(huán)境下工作。為了提高無線充電系統(tǒng)的功率及效率，需要尋找新材料以克服傳統(tǒng)系統(tǒng)的不足。

第三代碳化硅(SiC)半導(dǎo)體材料相比Si材料，具有高熱導(dǎo)率、高臨界擊穿電場強度、大禁帶寬度和高電子飽和漂移速度等特點，適合高頻、大功率和高溫工作條件[3—5]。因此，采用新型SiC半導(dǎo)體器件可以提高無線充電系統(tǒng)的功率及效率。

近年來，已有許多學(xué)者對SiC器件的應(yīng)用進(jìn)行了相關(guān)研究。文獻(xiàn)[6]設(shè)計并搭建了1臺1 100 W的全SiC半橋功率因數(shù)校正(power factor correction，PFC)變換器，峰值效率達(dá)到了99.2%；文獻(xiàn)[7]研究了SiC器件在直流充電樁電源模塊中的應(yīng)用，提高了電源模塊的效率和功率密度，有利于裝置的小型化和輕量化；文獻(xiàn)[8]將SiC金屬-氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，MOSFET)應(yīng)用于反激式變換器，與Si MOSFET相比，變換器效率明顯提升；文獻(xiàn)[9]研究了一種高壓全SiC MOSFET的輔助充電機(jī)，減小了裝置的體積和重量，提高了系統(tǒng)效率，降低了系統(tǒng)溫升；文獻(xiàn)[10]針對光伏發(fā)電系統(tǒng)，歸納了SiC器件在光伏逆變器中的技術(shù)優(yōu)勢，指出應(yīng)用SiC器件可提高工作頻率和耐壓等級。

上述文獻(xiàn)研究了SiC器件在不同領(lǐng)域的應(yīng)用。文中從無線充電領(lǐng)域著手，研究基于SiC器件的無線充電系統(tǒng)電源部分，給出了整流模塊和逆變模塊各元件的設(shè)計方法，研制了1臺實驗樣機(jī)。實驗結(jié)果表明，文中設(shè)計的實驗裝置具有功率因數(shù)高、效率高的特點，采用新型SiC器件取代傳統(tǒng)Si器件可有效提升無線充電系統(tǒng)的性能。

1 SiC器件介紹

以Si為核心的功率器件發(fā)展已相當(dāng)成熟，但是科技的不斷進(jìn)步對功率器件提出了更高的要求。新一代半導(dǎo)體材料SiC以其優(yōu)良的物理特性逐漸走入大眾視野[11]。在SiC電力電子器件應(yīng)用領(lǐng)域，SiCMOSFET與SiC肖特基二極管備受關(guān)注[12]。

表1為SiC和Si材料特性對比[13—15]，可以看出，與Si材料相比，SiC材料的各項性能更加優(yōu)異。這些優(yōu)點能夠使采用SiC器件的裝置小型化，還能使裝置的效率、開關(guān)頻率、耐熱性能得到提升。因此，SiC器件的使用能使無線充電系統(tǒng)更易工作于高溫、高頻、低損耗、大功率的場合。

表1 SiC與Si材料特性對比Table 1 Material characteristics comparison of SiC and Si

2 無線充電系統(tǒng)電源結(jié)構(gòu)

圖1為無線充電系統(tǒng)電源結(jié)構(gòu)，包括具有PFC功能的整流模塊、高頻逆變模塊及發(fā)射端諧振電路。

圖1 無線充電系統(tǒng)電源結(jié)構(gòu)Fig.1 The transmitter structure of wireless charging system

整流模塊由整流橋、濾波電路和Boost電路構(gòu)成。輸入端電源為工頻市電，電能經(jīng)整流橋及濾波電路后送入后級的Boost電路，Boost電路兼具PFC和升壓功能。整流橋采用低損耗、耐高溫、反向恢復(fù)時間極短的SiC肖特基二極管，Boost電路二極管亦采用SiC肖特基二極管。Boost電路開關(guān)管驅(qū)動信號由PFC控制器提供。

高頻逆變模塊由4個SiC MOSFET構(gòu)成，采用獨立的驅(qū)動電路板為其提供4路驅(qū)動信號。逆變模塊具有低損耗、高開關(guān)頻率、耐高壓、耐高溫等特點。為了解決SiC MOSFET電壓振蕩問題，采用RC保護(hù)電路[16]。

發(fā)射端諧振電路由發(fā)射線圈與匹配電容構(gòu)成。發(fā)射線圈通過磁耦合諧振的方式將能量傳輸?shù)浇邮諅?cè)[17—20]。

文中研制的電源各項設(shè)計指標(biāo)如表2所示。

表2 電源設(shè)計指標(biāo)Table 2 Design indicators of power supply

3 具有PFC功能的整流模塊設(shè)計

3.1 整流橋SiC肖特基二極管選型

文中裝置最大輸入功率為4 kW，輸入端電源交流電壓有效值為220 V。由于整流模塊具有PFC功能，因而輸入端交流電流接近正弦波[21]。輸入端交流電流最大有效值IINmax由式(1)可得為18.18 A。

(1)

式中：PINmax為輸入功率最大值；UIN為輸入端交流電壓有效值。

輸入端交流電流半個周期內(nèi)的最大平均值I1由式(2)可得為16.4 A。

(2)

整流橋每個二極管只在半個周期內(nèi)流過電流，故每個二極管流過的最大平均電流為8.2 A。整流橋二極管承受的最高反向工作電壓為輸入電壓的最大瞬時值，即311 V。

考慮到每個二極管的電壓電流需要留有一定的裕量，最終選擇額定正向工作電流為15 A、反向重復(fù)峰值電壓為1 200 V的SiC二極管。

3.2 濾波電路設(shè)計

濾波電容參數(shù)的選取需要考慮整流模塊輸出電流與電壓的紋波系數(shù)[22]，具體可由式(3)確定。

(3)

式中：C1為濾波電容值；Iripple為紋波電流；fsw為Boost電路開關(guān)管驅(qū)動頻率；UIN_ripple為紋波電壓。

假設(shè)整流橋無濾波電路且工作在滿載條件下，則整流橋輸出電流有效值與輸入電流有效值相同，為18.18 A。整流橋輸出電流為正弦半波，由此可知整流橋輸出電流最大瞬時值為25.71 A。電流紋波系數(shù)取40%，那么紋波電流Iripple由式(4)可得為10.28 A。

Iripple=I2ΔIripple1

(4)

式中：I2為整流橋輸出電流最大值；ΔIripple1為電流紋波系數(shù)。

整流橋輸出電壓為正弦半波，有效值為220 V，則最大值為311 V。電壓紋波系數(shù)取7%，根據(jù)式(5)得紋波電壓UIN_ripple為21.77 V。

UIN_ripple=U2ΔUIN_ripple

(5)

式中：ΔUIN_ripple為電壓紋波系數(shù)；U2為整流橋輸出電壓最大值。

Boost電路開關(guān)頻率為45 kHz。最終可以求得最小濾波電容值為1.31 μF，實際選用的電容值為1.4 μF。

3.3 Boost電路設(shè)計

3.3.1 SiC肖特基二極管選型

當(dāng)Boost電路開關(guān)管關(guān)斷時，流過Boost電路二極管的最大電流值小于流過整流橋二極管的最大電流值。當(dāng)Boost電路開關(guān)管導(dǎo)通時，Boost電路二極管反向截止，反向截止電壓為Boost電路輸出端電壓，而本套裝置輸出電壓范圍為330～390 V，因此Boost電路二極管選型可與整流橋二極管相同。

3.3.2 電感參數(shù)

在滿載輸入條件下，電感參數(shù)的選取可由式(6)確定。

(6)

式中：L1為電感值；ΔIripple2為電流紋波系數(shù)，取40%；Dmin為最小占空比。

Boost電路最大輸出電壓為390 V，加濾波電容后的整流橋輸出電壓為311 V，由式(7)可計算得Dmin為0.2。

(7)

式中：U3為加濾波電容后的整流橋輸出電壓；UOUTmax為Boost電路最大輸出電壓。

最終求得最小電感值為134 μH，實際選用200 μH的電感。

3.3.3 電容參數(shù)

在滿載輸入條件下，電容參數(shù)可由式(8)確定。

(8)

式中：C2為Boost電路電容的參數(shù)值；UOUTmax_ripple為紋波電壓，取60 V；f為工頻。

最終算得電容值為2 176 μF，實際選用3個680 μF的電解電容并聯(lián)在Boost電路輸出端。

3.3.4 開關(guān)管控制電路

Boost電路的開關(guān)管控制電路如圖2所示。UCC28180是TI公司生產(chǎn)的一款工作于連續(xù)導(dǎo)通模式的PFC芯片，UCC28180電源電壓由HQ12P12LRN提供。

圖2 開關(guān)管控制電路Fig.2 Control circuit of switch tube

開關(guān)管的開關(guān)頻率由UCC28180的頻率控制引腳端所接電阻決定。取開關(guān)頻率fsw為45 kHz，則電阻值由式(9)可得為47.9 kΩ。

(9)

式中：RFREQ為頻率控制引腳端所接電阻值；fTYP，RTYP，RINT為芯片內(nèi)部參數(shù)，分別為65 kHz，32.7 kΩ，1 MΩ。實際選用RFREQ為47.9 kΩ電阻。

Boost電路輸出電壓由UCC28180的輸出電壓反饋引腳端所接電阻決定。輸出電壓值可由式(10)確定。

(10)

式中：UOUT為Boost電路輸出電壓；RVSENSE為輸出電壓反饋引腳端所接電阻值。實際選用RVSENSE為50 kΩ可調(diào)電阻。

3.3.5 開關(guān)管選型

開關(guān)管開通時，流過開關(guān)管的電流值小于流過整流橋二極管的最大電流值。開關(guān)管關(guān)斷時，加在開關(guān)管兩端的反向電壓為Boost電路輸出電壓。考慮到UCC28180的驅(qū)動能力，最終選擇漏極電流為24 A、漏源擊穿電壓為600 V、門極驅(qū)動電壓為0/+10 V的MOSFET。使用時，將2只MOSFET并聯(lián)接在電路中以增大過流能力。

4 逆變模塊設(shè)計

4.1 SiC MOSFET選型

裝置中Boost電路輸出電壓范圍為330～390 V，設(shè)輸出存在5%的電壓波動，則Boost電路輸出電壓最大值為409.5 V，最小值為313.5 V。

假設(shè)整流模塊無損耗，即逆變模塊輸入功率最大為4 kW，則輸入電流最大值I4max由式(11)可計算得為12.8 A。

I4max=P4max/U4min

(11)

式中：P4max為逆變模塊輸入功率最大值；U4min為輸入電壓最小值。

當(dāng)某一個橋臂導(dǎo)通時，另一個橋臂上的SiC MOSFET承受的最高反向工作電壓為輸入電壓的最大瞬時值，即409.5 V?？紤]一定的電壓及電流裕量，最終選擇漏極電流為35 A、漏源擊穿電壓為1 200 V的SiC MOSFET。

4.2 SiC MOSFET驅(qū)動電路設(shè)計

與傳統(tǒng)Si MOSFET相比，SiC MOSFET對驅(qū)動電路的要求更為嚴(yán)格。SiC MOSFET 驅(qū)動電路須滿足以下特點[23—25]：(1)驅(qū)動電壓上升沿與下降沿陡度大；(2)合適的驅(qū)動阻抗；(3)拉、灌電流能力強；(4)負(fù)壓關(guān)斷；(5)驅(qū)動電路緊鄰MOSFET。

裝置驅(qū)動電路如圖3所示。ISO5852S是一款具有分離輸出和有源保護(hù)功能的MOSFET驅(qū)動芯片，可提供2.5 A峰值拉電流與5 A峰值灌電流，輸出側(cè)支持的電源電壓范圍為15～30 V。關(guān)斷時，能提供最低-15 V的負(fù)壓。ISO5852S輸出側(cè)電源電壓由RKZ-052005D提供，輸入側(cè)電源電壓由HE05P15LRN提供。ISO5852S的脈沖寬度調(diào)制(pulse width modulation,PWM)輸入信號由數(shù)字信號處理(digital signal processing,DSP)芯片提供，頻率為85 kHz。

圖3 SiC MOSFET驅(qū)動電路Fig.3 Drive circuit of SiC MOSFET

驅(qū)動信號存在驅(qū)動振蕩問題，通過增加驅(qū)動電阻阻值可以抑制驅(qū)動振蕩，但是驅(qū)動電阻阻值過大又會削弱驅(qū)動能力。裝置根據(jù)ISO5852S芯片特點，驅(qū)動電阻R5和R6阻值選用10 Ω，可有效解決驅(qū)動振蕩問題。

4.3 SiC MOSFET保護(hù)電路設(shè)計

SiC MOSFET開關(guān)時存在電壓振蕩問題[26]，嚴(yán)重時將影響逆變模塊的正常工作。采用適當(dāng)?shù)谋Ｗo(hù)電路有利于模塊的穩(wěn)定運行，同時可以降低開關(guān)損耗。

裝置采用RC緩沖電路，結(jié)構(gòu)簡單，易于實現(xiàn)。RC緩沖電路中，電阻的作用是吸收電壓振蕩的能量，電容的作用是為電阻提供能量通道。電阻和電容取值范圍可由式(12)—式(15)確定。

(12)

(13)

(14)

(15)

式中：LP為電路的雜散電感；T1為MOSFET開通時振蕩周期；T2為MOSFET兩端并聯(lián)電容Ct時的振蕩周期；Ct為輔助電容，用于確定T2，取3.3 nF；CP為電路的雜散電容；f1為MOSFET開關(guān)頻率；Rs為RC緩沖電路電阻值；Cs為RC緩沖電路電容值；ton為開通延遲時間與電流上升時間之和；Ioff為MOSFET關(guān)斷電流；Uoff為MOSFET關(guān)斷電壓。

求得電阻與電容的取值范圍后，電阻和電容的精確值需通過實驗確定。

5 實驗驗證

基于SiC器件，實驗室研制了一套無線充電系統(tǒng)電源樣機(jī)，如圖4所示。圖5為接收端電壓電流波形，采用串/串拓?fù)洌?fù)載為阻性。實驗樣機(jī)能在85 kHz頻率下穩(wěn)定工作。圖6為樣機(jī)在PFC控制器開啟與關(guān)閉時的輸入電壓、輸入電流波形?？梢钥闯?，PFC控制器開啟時輸入電流能很好地跟隨輸入電壓，功率因數(shù)較高。

圖4 無線充電系統(tǒng)電源裝置Fig.4 Prototype for wireless charging system

圖5 接收端波形Fig.5 Receiver waveforms

圖6 輸入電壓和電流波形Fig.6 Waveforms of input voltage and input current

實驗測試過程中，RC緩沖電路電阻值取8 Ω，電容值取0.375 nF時，實驗效果較好。圖7為逆變電路MOSFET使用保護(hù)電路前后的漏源極電壓波形，RC緩沖電路抑制了電壓振蕩。

圖7 漏源極電壓波形Fig.7 Drain-source voltage waveforms

實驗樣機(jī)在不同輸入功率條件下的效率曲線如圖8所示，并將SiC器件與Si器件電源裝置的效率進(jìn)行了對比。Si器件電源裝置的整流橋二極管采用正向電壓降為1.1 V的Si二極管，逆變電路采用靜態(tài)導(dǎo)通電阻為90 mΩ的Si MOSFET。與Si器件相比，實驗樣機(jī)的峰值效率可達(dá)98.2%，提高了2%。實驗樣機(jī)4 kW輸入功率時效率為97.8%，提高了3%。表3為裝置效率最高和輸入功率為4 kW時的輸入、輸出功率，由功率分析儀測得。輸入功率為2.6 kW時，實驗樣機(jī)效率最高。

圖8 不同輸入功率下效率曲線Fig.8 Efficiency curves under conditions with varied input power

表3 裝置的輸入輸出功率Table 3 Input and output power of the device

5 結(jié)語

文中研制了一套基于SiC器件的無線充電系統(tǒng)電源裝置，詳細(xì)闡述了電源裝置各部分設(shè)計方法。實驗結(jié)果表明：系統(tǒng)各模塊均能穩(wěn)定工作；輸入端電流能很好地跟隨電壓，電壓電流相位保持一致；保護(hù)電路的采用大幅度降低了MOSFET開斷時的電壓尖峰；裝置效率峰值可達(dá)98.2%，4 kW輸入時效率為97.8%。

當(dāng)前，電動汽車無線充電技術(shù)是熱門研究領(lǐng)域，采用SiC器件以提升電動汽車充電效率更利于無線充電汽車的推廣。此外，高效率且支持無線充電的無人機(jī)、巡檢機(jī)器人、傳感器等產(chǎn)品的應(yīng)用也能推進(jìn)電網(wǎng)的智能化發(fā)展。如何針對性地將高效率無線充電電源裝置運用于上述產(chǎn)品，滿足不同環(huán)境下各產(chǎn)品需求，將是下一步的研究內(nèi)容。